一种ZVT-PWM BOOST电源主电路仿真与设计

张 溪 谭理武 赵顺禹 周 兴/南昌工程学院机械与电气工程学院



一种ZVT-PWM BOOST电源主电路仿真与设计

张 溪 谭理武 赵顺禹 周 兴/南昌工程学院机械与电气工程学院

【摘 要】开关电源相对于线性电源具有效率、体积、重量等方面的优势，尤其是高频开关电源正变得更轻，更小，效率更高，也更可靠，这使得高频开关电源成为了应用最广泛的电源。针对传统的硬开关电源开关损耗大、工作频率低的问题，提出了一种ZVT- PWM B OOST变换器，通过采用辅助开关T1和谐振电路使主开关在零电压下启动，降低开关损耗，提高开关频率。设计过程中通过MATLAB/Simulink软件对主电路进行仿真，调整优化相关的参数，得到理想的输出电压波形图，仿真结果表明该设计的可行性和正确性。

【关键词】开关电源；ZVT-PWM；软开关；MATLAB

【Abstr act】Swi tchi ng p ower sup ply wi th r espect to li near p ower sup ply effi ciency，si ze，wei ght，and other ad vantages，esp eci ally high-frequency switching power supplies are getting ligh ter，smaller，more efficient， and more reliable， which makes h igh-frequency switching power supplies has become the most widely used power.This design for the traditional hard switch power switch problem of low loss，high operating frequency，ZVT-PWM BOOST converteri s proposed，through the use of auxiliary switch T1 and resonant circuit main switch star t at zer o voltage，r educe the sw itchi ng losses，i ncrease sw itchi ng fr equencies.Desi gn p rocess si mulati on b y MATLAB/Simuli nk software for primary circuit，adjust parameters to obtain the desired output waveform，the analysis of the matlab results proves the its feasibility and validity.

【Key words】Switching power supply；ZVT-PWM；soft switch；MATLAB

1.绪论

在电力电子器件中，磁性元件占总体的质量和体积的比例最大，如变压器、电感器、电容等。在硬开关的状态下，开关的损耗和频率成正比，开关频率增大，开关的损耗也会随之增大，电磁的干扰强度增加。引入辅助谐振电路，使主开关管在ZVT状态下开通，在ZVS状态下关断，有效降低开关的损耗和噪声，减小电磁干扰。

软开关技术的目的就是要实现开关管的软开通和软关断，软开通就是利用谐振电路，使得开关导通前，开关两端的电压先降为零，电流再慢慢升为导通值，避免了电的交叠，很大幅度的减小了开通损耗。另外寄生电容中的能量也可以通过辅助电路耗散，避免了容性开通问题。软关断就是利用谐振电路，先把电流降为零，电压在慢慢升到断态值，同样避免了电流电压的交叠，减小了关断损耗，降低了感性关断带来的影响。

为了提高电源转换效率，降低电源电路本身对能量的损耗，本文从软开关技术入手，以ZVT-PWM BOOST变换器作为分析对象，运用MATLABsimulink 仿真软件设计一个高效率的开关电源。

2.ZVT-PWM BOOST变换器基本原理与特性分析

2.1 ZVT-PWM BOOST变换器基本原理

零电压转换PWM电路的基本思路是给主开关并联一个缓冲电容，限制主开关导通时的电压上升率。在主开关导通前，要将缓冲电容的电压降。到零，从而实现主开关的零电压开通。要使缓冲电容释放电荷，需要添加一个辅助电路，先于主开关前导通。

零电压转换PWM BOOST电路的原理如图1所示。在基本的BOOST变换器电路基础上，加入了电感Lr、电容Cr、辅助开关T1、辅助二极管D2。形成的辅助谐振电路与主开关管T并联，构成零电压PWM开关基本拓扑电路。

在分析中，假设电路中的原件都为理想原件，忽略元件与线路中的损耗。电感L足够大，因此可以忽略电流波动，在一个开关周期中认为IL为恒值；电容C也很大，因此在一个开关中期中认为输出电压U0为恒值。

在ZVT-PWM BOOST电路中，辅助开关T1先开通，而主开关T开通后辅助开关T1就关断了。谐振电路的震荡过程都是集中于开关T导通前后的时间段。

图1　ZVT PWM BOOST电路的原理图

下面分阶段介绍变换器的工作过程，其主要波形如图2所示：

t0以前，开关T、T1均处于断态，升压二极管D导通，此时由输出电容C给负载供电，有uCr= U0，iLr=0。

t0～ t1期间：t0时刻，T1导通，T处于断态，由于此时二极管D仍然处于通态，电感Lr两端的电压变为U0，电流iLr按线性迅速增长，电流iD以同样的速度线性下降。直到t1时刻，iLr上升到IL，iD下降到零使得二极管D自然关断。在实际电路结构中，会出现二极管反向恢复的问题，其原因是二极管的结电荷需要时间来进行放电。

t1～ t2期间：Cr与Lr组成谐振回路，由于L很大，忽略谐振过程中其电流变化。谐振过程中Lr的电流增加，Cr中的电压下降，t2时刻uiCr=0，开关T的反并联二极管DT导通，uCr被钳位于零，而电流Lr上升到最大值并保持不变。

t2～ t3期间：在该阶段开始时，uCr被钳位于零，电感上的电压为零，因此电流自由轮回，电流iLr保持不变，这种状态一直保持T的零电压开通开通。

t3～ t4期间：在t3时刻，UC3842A/B检测到T的漏极电压为零，T在零电压状态下开通，所以没有开关损耗。T开通的同使T1关断，iLr线性下降，Lr中的能量通过D1向负载传送，而主开关T中的电流线性上升。在t4时刻，iLr刚好下降到零使得二极管D1关断，主开关中的电流iT上升到IL，电路进入正常导通状态。

t4～ t5期间：在t4时刻，D1中的电流下降到零，实际电路中Lr与D2正极节点上的电容发生谐振。在t5时刻T关断，T关断时电压会升上升，UCr有效限制了其电压上升率，降低了关断损耗。

t5～ t6期间：T关断后，电源给Cr充电，uCr线性上升。直到t6时刻上升到U0，主二极管D导通并开始向负载传送能量，到t7时刻介绍并进入下一个开关周期。

图2　 ZVT-PWM BOOST电路主要波形

2.2.变换器损耗分析

对于一般的硬开关转换器，开关导通时会产生电流与电压交叠，形成开通损耗。此外开关管存在寄生电容，其在放电过程中会产生容性开通损耗。而在改进的零电压转换电路中，主开关管是在零电压状态下开通，因此不存在硬开关导通时的两种开通损耗。传统的硬开关变换器，关断过程中同样存在电流下降的延迟和电压上升的过快形成交叠，存在关断损耗。而在改进的零电压转换变换器电路中，开关管两端并联的谐振电容，有效降低开关器件关断后的电压上升率，所以功率开关的关断损耗很小。零电压PWM变换器拓扑实现开关管的零电压开通和零电流关断，还实现了二极管的软关断，消除了开关管的开通损耗，并且降低了开关管和二极管的关断损耗。但是，通过加入辅助谐振电路开关损耗的同时，也增加了辅助谐振电路的通态损耗和开关损耗。因此只有权衡总损耗是否有效的被降低，软开关带来的作用才有实际意义。

2.2.1开关管的开关损耗

MOSFET的开关损耗主要由两个方面引起的，一个是容性开通损耗，另一个是电压和电流的交叠损耗。由于场效应管的漏源电容CDs很大，而且导通时并联的电容Cr中储存得有能量，并耗散到N沟道中，产生容性开通损耗。

开通损耗PON一般可以用下式计算，有：

通态损耗一般可以用下式计算：

RQ— 开关管在给定温度下的导通电阻

由于开关管等效并联电容较大，关断损耗POFF忽略不计。这样，MOSFET的开关损耗

2.2.2快速恢复二极管的关断损耗PDON

二极管的关断恢复过程中，不易测到具体参数，一般仅以二极管的正向导通压降VF和正向电流IF的乘积来计算在计算快速恢复二极管的通态损耗。二极管导通时存在的内阻设为rD，则：

式中: ID（AV）— 二极管电流的平均值ID（RMS）— 二极管电流的有效值

由于rD的值一般非常小，但是输出功率很大时，也会存在显著的损耗对电路造成影响。

硬开关电路开关总损耗：

2.2.3电路中辅助换流网络带来的损耗

辅助开关的开关损耗

辅助开关T1有效的降低了主开关的开关损耗，实现主开关的零电压启动，但是辅助管的开断却是硬性的，存在开通损耗。另外辅助开关一般不并联吸收电容，因此不应忽略其关断损耗。在硬开关状态下，由电压电流交叠产生了开关损耗，现将电压与电流按线性处理，然后近似计算，所以有：

式中CT1——辅助开关的结电容

tr1——开通时的上升时间

tf1——关断时的下降时间

谐振回路的导通损耗

设辅助开关T1的通态电阻为RN，二极管的正向饱和压降为UF，则谐振回路的通态损耗为:

辅助电路可以去除主开关管的开通损耗，然而却带来了辅助换流电路的其他损耗。因此设计电路元件参数时，需要保证主开关损耗小于辅助换流电路的损耗，才能达到提高电路的总效率的效果，软开关电路才具有实际意义。

根据初步分析，可用知道谐振电容Cr的增大会使辅助电路的总损耗增加，因此选择谐振电容值时不宜过大，另外谐振电感的值也影响辅助换流电路的损耗大小。电感的值越高，输出纹波电流越小，相反纹波电流就越大，由于纹波电流是磁芯损耗的决定因素。因此在设计时，电感Lr应取合适的值，而电容Cr的取值应尽可能小。

3.主电路参数设计

主电路的主要参数为：

整流滤波后的直流输入电压U：9V输出电压U0可调范围：12～36 V最大输出电流I0：2 A开关频率取：10 kHz输出功率：50W

Boost电路工作在电流连续工作模式（CCM）

3.1.输入电感L的设计

忽略电路的损耗，根据Boost电路输出电压表达式，由

可得PWM占空比：

根据占空比表达式可知，当输出为36V时得到最大占空比Dmax，当输出的电压为12V时得到最小占空比Dmin

现取半载时输入电流的30 %等于电感电流的变化量，即：

根据仿真调试效果，实际取值为200µH。

3.2.输出滤波电容C设计

设计输出电压的纹波小于200mV，另外决定输出滤波电容大小因素是其输出保持时间tH。现主要考虑保持时间tH，且输出的电流不小于3A，则滤波电容C可由下式求出：

实际根据仿真调试效果，折中保持时间和电容尺寸，选用1000μF/50V的电解电容。

3.3.谐振电容Cr与谐振电感Lr的设计

谐振电路LrCr回路的等效阻抗为：

由上式可知，LrCr并联谐振回路的谐振频率为：

根据前面电路原理分析可知，谐振电容Cr的作用是使主开关管实现T的零电压关断。因此Cr的充电电压UCR的上升速度决定了Cr的容量大小，所以主开关管T两端电压上升速度不能太快。一般选择在最大负载下，电压从0上升U0的时间为（2～3）×toff，其中toff为主功率开关T的关断时间，由所选的主开关型号参数得知tr=39ns，因此Cr的容量为:Cr=I（2～3）toff/Vo＝1～1.5（nF）。其中Cr的最大电压为输出电压V0，因此谐振电容Cr的耐压值应大于输出电压V0。

辅助电路只是在主开关管T开通之前的一段时间工作，其它时间停止工作。为了不影响主电路的工作时间，开通之前的一段时间工作，其辅助电路的工作时间不能工作太长，一般去辅助电路的谐振周期小于主开关周期Ts的十分之一，由（13）式有：

因为谐振电容Cr的容量已计算出，由上式可以求得谐振电感Lr的值，根据仿真效果调整，取Lr=12uH

3.4 开关器件与二极管的选取

3.4.1 主开关管的选取

由于设计输出电压范围要求为9～36V，所以主开关管承受的最大漏源电压为36V，需考虑实际中路中的过载情况，所以开关管最大实际漏源电流为：

实际电路中存在尖峰电压和冲击电压，所以耐压值留2.5倍的裕量，同样尖峰电流 和冲击电流的存在，耐流值留2倍裕量。所以应选择耐压高于90V，最大电流高于12A的开关管。实际选择了型号为IRF540N的MOS管，其参数如下，Id连续：27A；Vds最大：100V；Rds最大：52mΩ；漏极电流最大值33A；功率Pd：54W。由参数可知，可以满足设计要求。

3.4.2.快恢复二极管的选取

二极管的选取可以根据通态平均电流：

式中，IF为通态平均电流，η为波形系数。根据实际情况，由最大峰值电流选取二极管型号为FR607。

4.主电路仿真模型建立电路和仿真结果

4.1 软开关ZVTboost仿真模型

ZVT-PWM boost仿真电路如图3所示。从图中可以看到，相比一般的boost电路，增加了谐振电感Lr、谐振电容Cr、辅助功率开关管T1、二极管D2和D3。

图3　 ZVT-PWM BOOST仿真电路

仿真相关模块参数设置：

仿真时间：0.01s，电源电压：100V，开关频率：10KHZ

solver ：ode15（stiff/DNF）；

Pulse Generator1： period 为0.0001，pulse width 为50%，phase delay：0.00001

Pulse Generator1： period 为0.0001，pulse width 为10%

输入电感L：0.0005H，输出滤波电容C：2200 Fµ

谐振电感Lr：4µ H，谐振电容Cr：3 Fµ

负载电阻R:10 Ω

其输出电压波形如图4所示。

仿真结果输出波形如图5，图中第一、二波形图分别是主开关管T和和辅助开关管T1的PWM驱动信号，第三个波形为通过谐振电感电流iLr波形，第四、五个波形为主开关的电流和电压值波形，第六、七个波形为辅助开关管的电流和电压波形，第八个波形为通过二极管D1的电流波形。

图4　 电路输出电压波形

图5　 电路输出波形

5.结论

根据仿真波形得出以下几点结论：

5.1由波形图可以看出，仿真结果与理论相符合，但也有部分细小区别，比如仿真输出电压比理论输出电压偏高。

5.2对比第3、4、5和8个波形图中可以看出，iLr在T1导通时呈线性上升，二极管D中电流线性下降，一段时间后，二极管电流下降到零。谐振电感与电容发生谐振，电容释放能量，电感电流继续上升，直到电容变为零。可以看出，此时主开关管两端的电压为零，主开关管启动时是在零电压状态下启动。且主开关电流上升较软，电路开通损耗近似为零。

5.3从辅助开关的波形可以看出，辅助开关的通断都在硬开关状态下，存在开关损耗，对电路的转换效率存在影响。因此本次设计仍然有需要改进的地方，以使辅助开关同样实现软开关。

5.4输出电压比理想电压偏高，初步分析其原因在于，谐振电感上的能量通过D2传输到负载端，使得输出端的电压相对偏高。其次，整个电路设计的带载能力有待提高。

参考文献：

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项目：南昌工程学院大学生科研训练计划20141047；南昌工程学院大学生创新创业训练计划（国家级）201311319014。