LCL型感应耦合电能传输并联系统研究

司马昆， 吴松荣， 张 欣， 吴 昊， 屠福全

(磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室， 西南交通大学电气工程学院， 四川 成都 610031)

LCL型感应耦合电能传输并联系统研究

司马昆， 吴松荣， 张 欣， 吴 昊， 屠福全

(磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室， 西南交通大学电气工程学院， 四川 成都 610031)

单模块LCL型感应耦合电能传输(ICPT)系统由于器件功率等级和大功率器件价格的限制，不适宜应用于大功率场合。本文提出了LCL型ICPT并联拓扑，给出了并联系统的参数设置方法，推导出并联系统在平衡和不平衡状态下各模块分布的功率和电流的表达式，分析了并联系统的均流情况和工作特性。通过合理的参数设置，并联系统可以降低各模块参数不平衡带来的影响，有效扩大系统容量，适用于大功率场合。最后，通过实验结果验证了理论分析的正确性。

感应耦合电能传输; LCL补偿； 并联系统; 扩容

1 引言

感应耦合电能传输(Inductively Coupled Power Transfer，ICPT)系统能够通过磁场耦合实现能量无接触的传递，从而在能量传递的过程中灵活性好，维护成本低，无摩擦和碳积等问题；同时，由于无裸露导线，因而绝缘性好，无触电和爆炸等危险。ICPT系统的这些优点使其在交通运输、生物医学、易燃易爆易触电环境下供电等方面具有明显的优势和广泛的应用前景[1-3]。

通过合理的参数设置，LCL电路输出电流可以保持恒定而不受负载影响[4]。基于恒流输出型LCL谐振的ICPT系统具有以下特点：首先，电路输入功率因数很高，这降低了供电电源容量、电路损耗和对器件电压、电流应力的要求[5]；其次，电路谐振频率在负载变化的情况下保持恒定，避免了频率分裂现象[6,7]；最后，电路一次侧电流在负载变化的情况下保持恒定，并且电流畸变率小[7-9]。这些特点使得LCL型ICPT系统在多负载和变负载应用中具有很大的优势[10]。但是目前大功率器件价格昂贵，器件功率等级难以满足大功率系统的要求，这限制了LCL型ICPT系统在大功率领域的应用。在感应加热、风力发电和UPS电源等应用领域，通过逆变器并联来提高系统功率等级和冗余性已经存在大量的研究[11-13]。其中，应用于感应加热领域的恒压输出型LCL电路并联系统控制简单，并且在电路参数保持一定的变化范围内均可以保证各模块工作在感性状态下[14]，但是关于应用于ICPT系统的恒流输出型LCL电路并联系统还缺少详细的分析。本文首先介绍了LCL型ICPT系统及其并联系统的参数设置方法，然后对LCL型ICPT并联系统在各模块参数存在偏差情况下模块间均流情况和工作特性进行了分析，并通过实验结果验证了理论分析的正确性。

2 单模块LCL型ICPT系统分析

图1为一次侧基于LCL谐振网络、二次侧串联补偿的单模块ICPT系统电路组成。其中，Ud为直流电压源，开关管S1～S4及其各自的体二极管D1～D4组成了逆变桥，LR、CP以及松耦合变压器原边电感LP共同组成了松耦合变压器原边谐振电路，松耦合变压器副边电感LS和补偿电容CS组成了副边谐振电路，RL为阻性负载。

图1 单模块LCL型ICPT系统电路Fig.1 Circuit of single LCL resonant ICPT system

(1)

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IP为：

(2)

令LR=LP，可得整个谐振电路在谐振状态下输入阻抗Zin为：

(3)

式(2)表明，在谐振状态下，松耦合变压器一次侧电流具有负载无关性，可以在负载变化情况下保持恒定，其相位滞后谐振电路输入电压90°。式(3)表明，在满足给定条件下，电路整体呈现纯阻性，输入功率因数为1。另外，由系统谐振频率ωL的公式可以看出，系统谐振频率只与谐振电感和补偿电容有关，不随负载变化。

3 多模块LCL型ICPT并联系统分析

3.1 LCL型ICPT并联系统参数分析

图2为n(n>1)模块LCL型ICPT并联系统电路组成。

为简化分析，假设并联系统工作在谐振状态下，以反射阻抗Zeq代替二次侧电路,由于谐振状态下反射阻抗为纯阻性，因而图2中用R表示；Ud为直流电压源；Si1～Si4及其各自的体二极管Di1～Di4(i=1,2,…,n)组成了第i模块的逆变桥；LRi为第i模块的逆变桥侧谐振电感；LR1～LRn、LP和CP共同组成松耦合变压器原边谐振电路。

图2 n模块LCL型ICPT并联系统电路Fig.2 Circuit of LCL resonant ICPT system with n modules in parallel

基于单模块ICPT系统的分析，在一个n模块并联的LCL型ICPT系统中，参数设置如下：

LR1=…=LRn

(4)

并联系统等效逆变桥侧电感LR为：

LR=LR1//…//LRn=LP

(5)

第i模块逆变桥侧电感阻抗ZLRi为：

(6)

CP和LP、R组成的并联电路阻抗Z为：

(7)

并联系统谐振频率ω0为：

(8)

电路品质因数Q为：

(9)

3.2 LCL型ICPT并联系统特性分析

如图2所示，各模块间功率分布主要由各模块逆变桥侧谐振电感和各模块逆变桥输出电压的幅值和相位决定。下面针对这三个参数对LCL型ICPT并联系统均流情况和工作特性进行分析。

3.2.1 各模块参数无偏差情况分析

各模块参数无偏差，即GLR1=…=GLRn=GL，U1=…=Un=U，由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imb为：

(10)

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPb为：

(11)

(12)

式(11)和式(12)表明，在参数无偏差情况下，各模块逆变器输出的电流和功率均相等，各模块谐振电路功率因数为1，电源不需要提供无功功率。3.2.2 各模块逆变桥输出电压幅值不平衡情况分析

各模块逆变桥输出电压幅值不平衡，即GLR1=…=GLRn=GL，逆变桥输出电压相位∠φ1=…=∠φn=∠φ，逆变桥输出电压幅值U1～Un不完全相同，由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Ima为：

(13)

式中

φma=φ

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPa为：

(14)

(15)

令n=2，模块一逆变桥输出电压幅值U1=U无偏差，模块二逆变桥输出电压幅值U2存在偏差。为简化分析，不考虑负载变化对系统工作特性的影响。根据文献[9]，令Q=1，此时标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥输出电压幅值关系如图3所示。

图3 标准化模块功率和电流幅值与标准化模块二逆变桥输出电压幅值的关系Fig.3 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized H-bridge output voltage amplitude of module 2

由图3可知,两模块逆变桥输出电流幅值和松耦合变压器一次侧电流幅值随着模块电压幅值的变化而正向变化,当电压幅值变化20%时,电流幅值近似变化10%。结合式(15)和图3可知，当并联系统中有模块逆变桥输出电压幅值存在偏差时，逆变桥输出电压幅值小于所有模块逆变桥输出电压幅值平均值的模块将工作在容性状态下。

3.2.3 各模块逆变桥输出电压相位不平衡情况分析

各模块逆变桥输出电压相位不平衡，即GLR1=…=GLRn=GL，U1=…=Un=U，逆变桥输出电压相位φ1～φn不完全相同，由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imp为：

(16)

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPp为：

(17)

(18)

令n=2，Q=1，模块一逆变桥输出电压相位φ1=φ无偏差,模块二逆变桥输出电压相位φ2存在偏差。此时，标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与模块二逆变桥输出电压相位偏差角度的关系如图4所示，图中，φ2=φ2-φ为偏差模块逆变桥输出电压相位相对于无偏差情况的偏差值。

由图4可知，逆变桥输出电压相位超前的模块逆变桥输出电流幅值反而变小，当偏差角度达到20°时，电流幅值偏差达到20%，但是模块相位的偏差对松耦合变压器一次侧电流幅值的影响可以忽略。此外，逆变桥输出电压相位超前的模块工作在感性状态下, 而逆变桥输出电压相位滞后的模块工作在容性状态下。

3.2.4 各模块逆变桥侧电感不平衡情况分析

各模块逆变桥侧的谐振电感值大小不平衡，即

U1=…=Un=U，GLR1～GLRn不完全相同,由式(5)和上文GL公式可知L=nLP，由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Iml为：

(19)

图4 标准化模块功率和电流幅值与标准化模块二逆变桥输出电压相位的关系Fig.4 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized H-bridge output voltage phase of module 2

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPl为：

φ-90°)

(20)

(21)

令n=2，Q=1，模块一逆变桥侧电感LR1=L无偏差，模块二逆变桥侧电感LR2存在偏差。此时，标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥侧电感关系如图5所示。

图5 标准化模块功率和电流幅值与标准化模块二逆变桥侧电感的关系Fig.5 Relation of normalized power and current amplitude of module and normalized inductance beside H-bridge of module 2

由图5可知，模块二逆变桥侧电感的增大导致其逆变桥输出电流幅值减小，模块一逆变桥输出电流幅值随之上升，电感偏差达到20%时，电流幅值变化幅度接近10%。同时，模块逆变桥侧电感的变化会引起松耦合变压器一次侧电流幅值反向变化,并且当电感偏差达到20%时，一次侧电流幅值变化幅度也接近10%。结合式(21)和图5可知，逆变桥侧电感偏差值为正时，所有模块工作在感性状态下；反之，全部工作在容性状态下。

综合以上分析，当LCL型ICPT并联系统模块逆变桥输出电压幅值和相位存在不平衡时，会有模块工作在容性状态下，这将对逆变桥开关器件产生不利的影响；当各模块逆变桥侧电感实际值大于标准值时，各模块均工作在感性状态下；反之，工作在容性状态下。因此，恒流输出型LCL谐振ICPT并联系统对模块逆变桥输出电压一致性要求较高，这与应用于感应加热领域的恒压输出型LCL谐振并联系统有很大的不同。设置电路参数时，可以根据电压偏差情况使模块逆变桥侧电感实际值适当大于标准值，以此弥补逆变桥输出电压偏差带来的不利影响。

4 实验验证

为了验证理论分析的正确性,搭建了两模块并联实验电路。以共同的晶振输入作为同步信号，采用FPGA产生四路信号分别送入相应的IR2103产生八路控制信号控制两个模块的逆变桥，每个模块逆变桥的两个桥臂控制信号间均移相60°。具体电路参数为：直流输入电压Ud=5V，谐振电感LR1=LR2=96μH，原边补偿电容CP=1.5μF，松耦合变压器原边电感LP=42μH，副边电感LS=53μH，互感M=19.5μH，副边补偿电容CS=1.2μF，负载RL=1Ω，工作频率f=20kHz。

图6给出了模块一和模块二的逆变桥输出电压实验结果。可以看出，模块一和模块二的逆变桥输出电压的幅值、相位几乎一致，通过FPGA控制，可以满足LCL型ICPT并联系统的控制要求。

图6 两模块逆变桥输出电压实验结果Fig.6 Experimental results of H-bridge output voltage of two modules

图7为模块一的逆变桥输出电压、模块一和模块二的逆变桥输出电流以及松耦合变压器一次侧电流的实验结果。由图7可知，模块一和模块二的逆变桥输出电流幅值均为0.25A，两个模块电流分布均匀，相位一致。松耦合变压器一次侧电流幅值为0.5A，相位滞后模块逆变桥输出电流90°，符合恒流型LCL电路特性。由于电路品质因数Q=1，所以模块一和模块二的逆变桥输出电流之和等于松耦合变压器一次侧电流大小。由于两模块逆变桥侧电感LR1和LR2稍大于两倍松耦合变压器原边电感2LP，因此电路工作在感性状态下。电路正常工作,实现了并联扩容的目的。

图7 模块一逆变桥输出电压、两模块逆变桥输出电流和松耦合变压器一次侧电流实验结果Fig.7 Experimental results of H-bridge output voltage of module 1, H-bridge output currents of two modules and primary winding current of loosely coupled transformer

5 结论

本文针对大功率应用场合，提出了LCL型ICPT并联系统，给出了并联系统参数设置方法，并对并联系统在参数不平衡状态下的均流特性进行了分析。虽然LCL型ICPT并联系统在模块逆变桥输出电压幅值和相位不平衡状态下，部分模块会工作在容性状态，但是可以通过适当增大模块逆变桥侧电感值来抵消模块逆变桥输出电压不平衡造成的影响。实验结果表明，通过FPGA控制可以满足LCL型ICPT并联系统模块间同步控制要求，并联拓扑有效实现了系统的扩容。

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Research on parallel system of inductively coupled power transfer based on LCL compensation

SI Ma-kun, WU Song-rong, ZHANG Xin, WU Hao, TU Fu-quan

(Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle, Ministry of Education，School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University, Chengdu 610031, China)

Because the price of high-power devices is expensive and the power level of devices is difficult to meet the requirements of high-power supplies, inductively coupled power transfer (ICPT) system based on LCL compensation with a single module is not suitable for application in high-power occasion. The topology of parallel system of ICPT based on LCL compensation is proposed. In addition, the parameter setting method of the parallel system is given. When the circuit parameters of each module of parallel system are balanced or unbalanced, the power and current expressions of each module of parallel system are derived. Meanwhile, the current balance condition and operating characteristics of parallel system are analyzed on the basis of the power and current expressions and the operating characteristics of ICPT system with two modules in parallel based on LCL compensation. It is concluded that the parallel system of ICPT based on LCL compensation can inhibit the adverse effect brought by unbalanced circuit parameters and expand system capacity effectively, which are useful for high-power supplies. At last, the correctness of the theoretical analysis is verified by experimental results.

inductively coupled power transmission; LCL compensation; parallel system; power’s expansion

2015-08-09

司马昆(1991-)， 男， 安徽籍， 硕士研究生， 研究方向为无接触式电能传输; 吴松荣(1977-)， 男， 四川籍， 副教授， 博士， 研究方向为功率电子变换技术等。

TM131

A

1003-3076(2016)04-0006-06