廖鸿飞+梁奇峰+熊宇
摘 要: 为了提高充电器效率和简化电路结构,采用不对称半桥反激式变换器作为锂电池充电器的主电路,详细分析不对称半桥反激变换器的工作原理和软开关条件,给出主电路参数之间的关系式,并利用关系式设计150 W样机进行实验验证;实验结果表明,所有功率器件均实现了软开关。采用不对称半桥反激变换器设计的锂电池充电器具有结构简单,效率高,电磁干扰小的优点。
关键词: 不对称半桥; 反激变换器; ZVS; 软开关条件
中图分类号: TN720?34 文献标识码: A 文章编号: 1004?373X(2015)14?0149?03
0 引 言
传统的反激变换器由于结构简单,成本低等特点在充电器设计中得到了广泛应用,然而由于反激变换器的开关元件工作在硬开关状态,效率低,EMI干扰大[1],因此不适合于大功率场合的应用。不对称半桥变换器是一种新型的软开关变换器,效率高,EMI干扰小,但是结构较为复杂,并且变压器容易出现偏磁而导致损坏。
不对称半桥反激变换器结合了反激变换器及不对称半桥的优点,利用变压器的漏感与隔值电容的谐振,使得原边开关管实现了ZVS,副边二极管工作于ZCS状态,因此开关损耗和EMI干扰得到了大幅度的减小,并且由于变压器工作于反激状态,克服了不对称半桥变换器偏磁的缺点,使得不对称半桥反激变换器受到了学者的关注。
本文对不对称半桥反激的工作原理及参数设计进行了详细分析,并设计了150 W的实验样机,对不对称半桥反激变换器的参数设计及性能进行了验证。
1 不对称反激半桥变换器的工作原理分析
1.1 变换器工作模态分析
不对称半桥反激变换器的结构图[2]如图1所示,该图中Vin为直流输入电压;开关管 Q1和 Q2为变换器中半桥结构的2个开关管,Q1,Q2为互补驱动,DS1和 DS2分别为开关管 Q1和 Q2的体二极管;CS1和 CS2为开关管Q1和 Q2的寄生电容;Cr为隔直电容;Lm为励磁电感,Lr为变压器漏感,变压器的变比为n;输出端D为副边整流二极管,C为输出滤波电容,R为负载。
图1 不对称半桥反激变换器的结构图
不对称半桥反激变换器的工作波形如图2所示,在一个开关周期中,不对称半桥反激变换器有6种状态[3]。
图2 不对称半桥反激变换器的工作波形
状态1(t0~t1):当t=t0时,变换器上管Q1导通,Q2断开,Q2的D?S间电压为Vin,变压器原边电压为正,副边二极管反偏截止;此时Lr和Lm串联,在输入电压作用下,电流线性上升,变压器存储磁场能量。输出滤波电容向负载提供能量。
状态2(t1~t2):当t=t1时,Q1关断,由于ir为正,此时,ir将给Q1的寄生电容Cs1充电,给Q2的寄生电容Cs2放电,使得Q1的D?S间电压Vds1线性上升,Q2的D?S间电压Vds2线性下降。当t=t2时,Vds2下降到零。
状态3(t2~t3):当t=t2时,Vds2下降到零,而ir为正,因此,Q2的寄生二极管Ds2导通,此时若施加驱动信号于Q2的栅极,Q2将实现零电压开通,即ZVS。当Vds2下降到零,变压器激磁电感两端电压将反向,副边二极管D将正偏导通,Lm两端的电压将箝位在nVo。变压器的漏感Lr与隔值电容Cr发生谐振,存储在励磁电感中的能量将向副边传递,由于副边电流的存在,原边电流ir与励磁电感电流im不相等。
状态4(t3~t4):当t=t3时,施加驱动信号于Q2的栅极,Q2零电压开通,原边漏感Lr与Cr谐振,输出电路维持导通,输出电流iD开始增加。
状态5(t4~t5):当t=t4时,Q2关断,为了防止Q1,Q2同时导通,Q1,Q2同时保持关断。初级电流ir给开关管Q1的,初级电流 ir给开关管 Q1的反并联电容 CS1放电,同时给开关管 Q2的寄生电容CS2充电,变压器初级电流ir开始正向增大,当t=t5时,Cs1放电完毕,Vds1下降到零。
状态6(t5~t6):当t=t5时,Cs1两端电压下降到零,原边电流ir开始流过Q1的寄生二极管Ds1。同时原边电流ir近似线性增加,当t=t6时,给Q1栅极施加驱动信号,Q1导通,此时Q1为零电压导通。当t=t6时,励磁电感电流im与漏感电流ir相等,副边二极管D内电流为零时自然关断,即实现了ZCS。
1.2 软开关条件分析
1.2.1 Q1的ZVS条件
由状态5和状态6的分析可知,要使得Q1实现ZVS,Lr必须有足够的能量,使得Q1寄生电容Cs1两端的电压从Vin被放电至零,Q2的寄生电容Cs2两端的电压[4]被充电至Vin,因此有:
[12Lrir(t4)2>12Cs1Vin2+12Cs2Vin2] (1)
即Q1实现ZVS的条件为:
[Lr>(Cs1+Cs2)V2inir(t4)2]
从工作波形可以看出,当t=t4时,有:
[ir(t4)=immin-idmax] (2)
因此:
[ir(t4)=-Ion·1+D1-D-12Vin(1-D)LmDTs]
1.2.2 死区时间的选取
为了防止Q1,Q2直通,在Q1与Q2驱动信号之间需要加入死区时间。在死区时间内,原边电流给Q1,Q2的寄生电容进行充放电,以实现软开关,因此死区时间必须大于Q1,Q2寄生电容的充放电时间,以保证Q1,Q2能实现软开关,能够实现零电压开通的的最小死区时间为:
[tdead>maxCsVinir(t1),CsVinir(t4)]
当Q1,Q2的寄生电容充放电完毕,而Q1,Q2的栅极仍未施加驱动信号时,原边电流将通过Q1,Q2的体二极管流动,即状态3和状态6,由于Mosfet的体二极管的压降通常比较大,将造成较大的损耗,因此需要合理选择死区时间,尽量缩短状态3和状态6的时间。
2 参数计算
(1) 在整个变换器中个,变压器参数的设计是关键,对于磁性元件,应满足伏秒积分平衡法则,即励磁电压和时间的乘积等于去磁电压和时间的乘积,即:
[(Vin-Vcr)LmLm+LrDTs=nVo(1-D)Ts] (3)
由于电容电压不能突变,因此在稳态工作时,隔值电容上的电压基本保持固定,即:[Vcr=DVin],因此变压器匝比为:
[n=DVinLmVo(Lm+Lr)] (4)
由电磁感应定律可得变压器原边匝数为:
[Np=VinD(1-D)AeΔBfs]
因此副边匝数为:
[Ns=Npn]
(2) 隔值电容的选取。当Q1关断后,谐振电感与隔值电容发生谐振,整个Q1关断间隔时间大约等于半个谐振周期,因此有:
[πLrCr=(1-Dmin)Ts]
解上式可得:
[Cr=(1-Dmin)2T2sπ2Lr]
3 实验验证
根据上述的参数设计方法,设计了150 W的充电器,输入电压为[Vin=390 V],输出电压为[Vo=24 V],输出电流为[Io=6 A],开关频率为[65 kHz],[Lr=32 μH],[Lm=750 μH],[Cr=3.3 μF],变压器采用PQ32/30磁芯,采用L6591为控制芯片。
图3为Q2的驱动波形及DS的波形,Q1,Q2之间留有一定的死区时间。从波形中可见,Q2导通前,其DS电压已经下降到零,Q1,Q2均实现了ZVS。图4为二极管电流与电压波形,从图中可见,二极管关断前电流已经下降到零,副边二极管实现了ZCS。
图3 Q2驱动波形及DS波形
图4 整流二极管电压与电流波形
4 结 语
针对反激变换器开关损耗大,电磁干扰大的特点,将传统反激变换器与不对称半桥相结合,研究设计了一种不对称半桥反激变换器为主电路的锂电池充电器;分析不对称半桥反激变换器的工作原理和实现软开关的条件,给出了参数设计方法。实验结果表明,上述设计方法是切实有效的,不对称半桥反激变换器能很好地实现软开关,提高效率,减小电磁干扰。
参考文献
[1] CHO Junseok, KWON Joonggi, HAN Sangyoung. Asymmetrical ZVS PWM flyback converter with synchronous rectification for ink?jet printer [C]// 37th IEEE Power Electronics Specialists Conference. [S.l.]: IEEE, 2006: 1?7.
[2] LIN Bor?Ren, YANG Chengchang. Analysis, Design and Implementation of an asymmetrical half?bridge converter [C]// Proceedings of 2005 IEEE International Conference on Industrial Technology. [S.l.]: IEEE, 2005: 1209?1214.
[3] CHEN T M, CHEN C L. Analysis and design of asymmetrical half bridge ? flyback converter [J]. IEE Proceedings of Electric Power Applications, 2002, 149: 433?440.
[4] 廖鸿飞,帅定新,梁奇峰.反激变换器的原边非线性电流控制方法[J].现代电子技术,2013,36(6):164?166.
[5] 刘鑫,王卫国,刘克承,等.星用基于UC1845多路输出双管反激开关电源设计[J].现代电子技术,2014,37(2):159?162.
[6] 杨树涛,谷加臣,齐利,等.频率计算法设计RCC开关电源[J].现代电子技术,2011,34(24):199?201.