多频带正交频分复用系统多模式调制解调技术

杨润丰 张智聪 郑晓东

(1．东莞职业技术学院 电子工程系，广东东莞 523808;2．东莞理工学院 机械工程学院，广东东莞 523808)

无线个人局域网的媒体访问控制层和物理层以多频带正交频分复用 (MB－OFDM)技术规范实现高速无线通用串行总线、快速蓝牙和无线高清媒体接口等应用。为了满足MB－OFDM系统高速数据传输的要求和提高系统基带的高速处理能力和解码的纠错能力，国内外学者对其提出定时同步、时频扩展、前向纠错、载波的时间和频率分集、平行卷织编解码、双载波调制等技术的应用［1－4］。本文按照MB－OFDM系统不同的传输模式要求，结合系统基带多种运行模式中不同层次的编码和不同类型的复用技术，提出四相相移键控、双载波、双载波32正交振幅三种调制及解调技术。

1 系统模型

MB－OFDM系统的工作频谱从3.1 GHz～10.6 GHz划分14个子频段。正交频分复用 (OFDM)符号是多频带正交频分复用无线电信号的基本量子。系统采用多频带OFDM调制方式发送数据。每个OFDM符号由100个数据子载波、12个导频子载波、6个零值和10个保护子载波组成。12个导频子载波用来相干检测，10个保护子载波用于减少符号间干扰。总共128个子载波，利用128点快速傅立叶逆变换 (IFFT)计算所得。每个OFDM符号增加长度为70.08 ns的补0后缀，使得整个OFDM符号的时间长度可达242.42 ns，这缓解多径信道对OFDM符号的干扰，还为发射机和接收机提供充分的时间完成切换运转和稳定地工作。

系统还利用时频扩展和前向纠错实现数据传输速率的改变。前向纠错使用的卷积码编码速率为:1/3，1/2，5/8和3/4。系统使用双载波时频码对编码数据进行扩展，其中扩展方式有两种:一种是采用双载波时频交织技术使得编码信息交织到4个双载波组上，另一种则采用双载波固定频率交织技术，这时编码信息发送到单个双载波组上，使系统支持多种数据速率:53.3、80、106.7、160、200、320、400、480、600 Mb/s。

当发射端发送数据包时，首先发送物理层汇聚协议前导符，接着是物理层汇聚协议包头，最后是物理层汇聚协议服务数据单元，此部分由帧有效负载和帧校验序列，尾比特和填充比特连接而成。图1和图2分别是物理层汇聚协议服务数据单元在基带的编码和解码过程。物理层汇聚协议服务数据单元中的二进制数据序列经扰码、编码和交织后由调制映射到星座图上。当数据速率小于或等于200 Mb/s时，调制使用四相相移键控信号 (QPSK)星座图映射;当数据速率大于或等于320 Mb/s时，调制使用双载波调制星座图映射;当数据速率大于或等于600 Mb/s时，调制使用双载波32正交振幅 (QAM)星座图映射。双载波调制技术是由Batra和Balakrishnan［3］提出，作为提高多频带正交频分复用系统系统性能的方案之一。由星座映射所产生的复数装载到OFDM符号的数据子载波中，从而完成OFDM调制。

图1 物理层汇聚协议数据单元在发射机中的编码过程

图2 物理层汇聚协议数据单元在接收机中的解码过程

2 调制

2.1 四相相移键控调制

经过位交织处理后，二进制串行输入数据以2比特 (b［k］，k=0，1，2，L)为一组分成多组转换成一个复数，此复数为4个四相相移键控 (QPSK)星座图点之—，并按格雷码星座图进行映射，如图3所示，所输出的复数值Y［k］(k=0，1，2，L)需使用进行符号平均功率的归一化，如公式 (1)所示。

其中k=0，1，2，…，n;当使用频域扩展模式时 n=49，否则 n=99。

图3 QPSK调制编码

2.2 双载波调制

经过位交织处理后，1 200个编码交织位被划分成4组，每组200位，然后再从200位中分成50组，每组4位重新排序。每一组的4位表示为 (bg(k)，bg(k)+1，bg(k)+50，bg(k)+51)，其中k∈ ［0…49］和

这四个比特被交错映射到两个QPSK符号(xg(k)+jxg(k)+50)，(xg(k)+1+jxg(k)+51)中，如公式 (3)所示。

然后通过双载波调制混合矩阵式H(4)把这两个QPSK符号映射到两个双载波调制符号中，如公式 (5)所示，其中是归一化因子，如图4所示。所产生的两个双载波调制符号 (yT(k)，yT(k+50))被调制到两个独立的OFDM符号数据子载波中。为了实现频率分集，两个数据子载波相隔50个子载波。总共需要100个双载波调制符号提供给128点的IFFT模块以生成一个OFDM符号。OFDM符号中每个的子载波所占用的带宽约4 MHz，因而与双载波调制符号 (yT(k)，yT(k+50))相关的两个独立OFDM符号数据子载波相隔的带宽为200 MHz，这种频率分集的方法能非常有效地解决信息受深衰落的影响。

图4 双载波调制编码

2.3 双载波32QAM调制

经过位交织处理后，1 500个已编码和交织位被划分成5组，每组250位，然后每组再分50小组，每组5位重新排序。每一组的5位表示为(bg(k)，bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101)，其中k∈［0…49］和

(bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101)交错映射到两个 QPSK符号 (xg(k)+jxg(k)+50)，(xg(k)+1+jxg(k)+51)，如公式 (7)所示。这两对比特位不是连续顺序的比特流。bg(k)+50和bg(k)+100映射到一个QPSK符号，而bg(k)+51和bg(k)+101映射到另一个QPSK符号，进一步实现位交织更好地应对突发误码。根据bg(k)的值把这两个QPSK符号调制到两个双载波32－QAM符号 (yT(k)，yT(k+50))中，如公式 (8)所示，其中是常化因子。每个双载波32－QAM符号在星座图中的有均等区域给对应的信息位。双载波32－QAM调制在两个OFDM数据子载波中有两个不同的星象映射图，如图5所示。此外，圆形的星座点定位可提供恒定功率到每个双载波32－QAM符号，使得对自动增益控制和模拟数字转换器较低幅度冲击的影响。

图5 双载波32－QAM调制编码

为了有效地对抗信道深衰落，双载波32－QAM调制也采用频率分集。两个双载波32－QAM符号(yT(k)，yT(k+50))被分配到相隔50个子载波的两个独立OFDM数据子载波上。128点的IFFT模块需要100个双载波32－QAM符号组成一个OFDM符号，这有利于交错映射到两个双载波32－QAM符号中的5个信息位的还原。

3 解调

3.1 四相相移键控信号解调

QPSK解调可通过等增益合并能维持接收信号中时域扩展信号间的正交性状态和获得最大的信噪比收益。其实现算法比较简单，如公式 (9)和 (10)所示，并且其实现电路也简单。

3.2道状态信息辅助解调

OFDM的子载波在通信中受到不同的干扰，如回响、深衰落等现象。每一个子载波可在其相应频率位置进行动态估计以获得信息数据的可靠值。这个频域动态估计值可定义为信道状态信息，可用于提高信道解码器的纠错性能［5］。每个数据子载波在不相同信道有与其相关频率的估值功率。应用于数据子载波的信道状态信息越可靠，就可得更好的解码性能。在双载波解调和双载波32QAM解调过程中利用在不同波段采集不同信道状态信息以辅助解调的方法，使软比特的解码性能最大化［6］。

3.3 双载波解调

解调后提供给维特比解码器的软比特值越可靠，解码所得的二进制码就更准确。双载波解调可采用数似然比法［7］，数似然比是从接收到的双载波调制符号yR(k)和 yR(k+50)计算所得，而且与16-QAM相似的星座映射相关的数似然比是独立函数。因此一组4位比特值(bg(k)，bg(k)+1，bg(k)+50，bg(k)+51)由两个独立的数似然比组合所得，如公式(11)、(12)、(13)和(14)所示。式中σ2是信道噪声变量。

对于高斯信道的数似然比的计算，其值可以是随I/Q信号幅值变化的两个分段线性函数。而且最大数似然比可根据其对应信息位的I/Q信号的软幅值获得。在此系统应用中，由不同16－QAM星座映射形式所得的两个信息位完全取决于I/Q信号的软幅值。这些基于星座映射信息位的数似然比函数可看作为部分线性，部分函数项可化简为软幅值。每个数据子载波存在不同CSI，它们是基于相应频率的信道功率的估算。每个数据的载波在不同频带传输时有着不同的CSI。映射到两个符号的bg(k)被调制两个OFDM数据子载波产生与两个OFDM数据子载波相关的两个CSI值。选择合适的CSI值作为一个可靠的比例项，使OFDM数据子载波信号功率均等。此4位软比特可简化如公式 (15)、(16)、(17)和(18)所示。

min{A，B}指A与B之间的最小者。

3.4 双载波32QAM解调

由双载波32－QAM利用软比特方法进行解映射得到5位软比特，然后按顺序输出250位的软比特组。映射和位交织还原得到的软比特通过维特比译码器来恢复原始的信息位［4］。bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101中每一位的软比特值完全对应于Ⅰ/Q的幅度。除此之外，每个软比特根据它们相对应的(ⅠR(k)，QR(k))和(ⅠR(k+50)，QR(k+50))符号进行映射还原。不使用常化因子没有影响映射还原的效果。由于bg(k)所占区域在两个星象图的映射不同，对yR(k)和yR(k+50)所对应Ⅰ和Q的值不能直接合并。因此，先对所在映射区域每一个接收的符号的欧几里得范围进行度量，然后把两个欧几里得的度量值相加作为bg(k)的软比特值。双载波32－QAM由CSI辅助解映射得到的5个软比特表示为:

4 系统性能测量

4.1 系统测试设置

测试系统使用20台四核CPU(i3－3240)计算机同时运行MATLAB(2009b)平台，在Foerster的信道模型1［8］中对具有现实多径信道环境的100个信道进行模拟仿真，每个信道提供了不同功率、时间和脉冲响应参数。按传输模式设置发射机参数，发射机参数包括扰码类型、编码类型、发射功率衰减因数、数据传输速率、数据包长度、数据包类型、传输距离等的选择，如图6所示，并严格地按照系统时序和时间频率码的跳频特性 (TFC=1)运行定点运算。测试通过对超过2 000个物理层汇聚协议数据单元的传输结果进行平均取值，每个数据单元为1 024字节，实现损耗设为2.5 dB，天线的噪声系数设为6.6 dB，取最好的90%信道测试结果作为有效分析数据，成功链接的概率要求为小于8%的系统误包率。

图6 发射机参数设置

4.2 系统性能

系统应用上述的QPSK、双载波、双载波32QAM调制解调技术，分别对200 Mb/s、480 Mb/s、600 Mb/s传输模式进行系统传输性能测量，如图7所示。成功链接按8%的系统误包率进行对比，系统在使用QPSK调制运行200 Mb/s模式时能实现约9.6 m传输，相比MBOA方案［9］的结果提高近2 m。系统在使用双载波调制运行480 Mb/s模式时能实现约4 m传输，传输距离比MBOA方案提高近0.4 m。使用双载波32QAM调制能提高系统吞吐量，并使系统实现以600 Mb/s完成距离3.4 m的传输。

图7 系统传输模式性能比较

5 结语

以多频带正交频分复用为技术基础的物理层和媒体访问控制层应用于高速无线个人局域网。按照系统不同的传输模式要求，本文提出四相相移键控、双载波、双载波32QAM三种调制解调技术。根据实验结果表明，此多模式调制解调技术使满足系统多种高速数据传输方式的同时，还提高系统解码的性能和增大系统吞吐量。

［1］Sherratt R S，Yang R．A Dual QPSK Soft－ demapper for Multiband OFDM exploiting Time－ Domain Spreading and Guard Interval Diversity［J］．IEEE Transactions on Consumer Electronics，2007，53(1):46 －49．

［2］杨润丰，李铭钊．无线通用串行总线的并行基带处理架构［J］．电子技术应用，2013，39(4):99－101．

［3］Batra A，Balakrishnan J．Improvements to the Multi－ band OFDM Physical Layer［J］．3rd IEEE Consumer Communications and Networking Conference，2006(2):701 －705．

［4］杨润丰，李铭钊．多频带正交频分复用双载波32－QAM调制解调系统［J］．微型机与应用，2012，31(8):58－61．

［5］Li W，Wang Z，Yan Y，et al．An efficient low － cost LS equalization in COFDM based UWB systems by utilizing channel－ state － information(CSI)［J］．Vehicular Technology Conference，2005，4(62):67 －71．

［6］Yang R，Sherratt R S．An Improved DCM Soft－Demapper for the MB －OFDM UWB Platform Exploiting Channel－State－Information［M］．London:IEEE/IET Signal Processing for Wireless Communications，2007:6 －8．

［7］杨润丰，陈晓宁，赵健．无线通用串行总线的双载波解调技术［J］．计算机工程，2012，38(11):91－93．

［8］Foerster J．Channel Modeling Sub － committee Report Final［R］．US:IEEE 802．15．3aSG，2002．

［9］Batra A．MultiBand OFDM Physical Layer Proposal［R］．MultiBand OFDM Alliance SIG，2004．