无线数据链系统地面射频收发技术的研究

邱相晗，宋 鹏，齐建中

（北方工业大学 信息工程学院，北京 100144）

无线数据链系统地面射频收发技术的研究

邱相晗，宋 鹏，齐建中

（北方工业大学 信息工程学院，北京 100144）

论述了一种无线数据链系统的射频前端设计方式，所涉及的数据链系统满足地面站工作人员进行回路控制，可以实现单一地面站控制8个飞行终端。为实现上述目的，设计了一种性能稳定、针对性强的硬件收发平台。简要介绍了模块功能，阐述了设计方案和硬件实现，进行了电路测试，该平台通过与基带信号处理板卡连接，并通过工控机控制界面进行人机交互。测试结果表明，该平台基于正交低中频整体架构，信号传输有效、稳定。

地面站；发射机；接收机；低中频结构

0 引言

当前，无线数据链在现代信息化战争中发挥极其重要的作用。高性能的无线数据链收发技术已经成为人们关注的焦点，是未来信息化战场上战斗力的重要保障［1］。

一个完整的数据链地面站系统包括天线阵及射频单元和信号处理单元，基于该收发技术所研发的硬件平台主要作用是通过天线阵接收飞行终端发送的测控信息和图像数据，传输给基带信号处理单元；另一方面对基带处理的信号进行调制变频，并功率放大后发送至天线。在整体硬件实现方面，负责发送的高速测控通道只需一路，而负责接收的包括测控和图像通道一共12路，电路原理相同，各通道之间具有良好的隔离性，确保不会互相干扰，所以通道电路只需复制一路即可。在信号处理方面，测控链路采用码分多址方式，图像链路采用频分多址方式。上、下行链路同时工作完成对飞行终端的实时测控和数据分析。

1 地面收发平台总体设计

1.1 地面收发平台整体结构

地面站收发平台主要由发射机、接收机组成。发射机和传统无线数据链路相似，高速I/Q正交链路合并后通过一根发射天线发送至飞行终端；而接收机的结构若采用单一通道接收单一飞行终端信息的方式，则会占用大量天线和硬件资源，同时也增加了基带信号处理的难度。

为缩减天线资源，可采用如图1所示的干涉仪测向原理。

图1 干涉仪测向原理

L为A，B两根天线的距离，称作基线距离，R为飞行终端到达两天线的波程差，θ为待测角，dϕ为相位差，关系如下：

由式（1）可知，当L＜λ/2时，相位差的范围在（－π，π），测向无模糊；由式（2）又可知，只有当L较大时，测角精度才会提高［2］。只有用不同的天线组合才能满足二者互为矛盾的要求，本系统采取长短基线法，4根天线不同距离的排列组合构成矩阵，通过最小二乘法确定飞行终端的方向。

飞行终端的定位需通过测控通道将信号传送至基带处理单元，测控通道采用码分多址方式，多路信号只占用一条信道，极大提高带宽使用率；8个飞行终端的图像数据则需一对一的图像通道单独传送。通过天线下的功分器可使测控和图像通道与天线阵进行无缝对接，且通道电路原理相同，只需复制一路即可，大大节省了硬件资源。无线数据链地面站系统收发平台的整体结构图如图2所示。

图2 地面站收发平台结构

1.2 主要功能模块方案设计

地面站发射机模块采用直接变频发射结构，将地面站接收机模块的设计方案采取低中频结构。在现有的无线数据链接收机结构当中，低中频接收结构可以解决零中频接收机直流失调的问题，同时减小本振泄漏的影响。相比较超外差式接收机设计复杂程度适中［3，4］。

设天线接收到的信号为：

式中，ωc=ωLO＋ωIF，ωLO为射频本振频率，根据技术指标设定在3.1～3.7 GHz，模拟混频进行第一次下变频并低通滤波后信号的频率变为ωIF，满足fIF＜0．5BW，BW为信号带宽，根据信号带宽是码速率的2倍关系，下行遥测数据的扩频码率达到10 Mcps，图像速率为1 Mcps，中频载波频率只需小于扩频码率即可。

发射通道采用直接变频发射结构，将基带信号直接上变频为射频信号至后级功率放大器，调制和上变频处于同一模块，干扰信号较少，电路易于集成［5］。同时为减小结构引入的本振频率牵引问题，需要设计稳定性能高的本振电路。

2 主要功能模块的实现

2.1 射频前端

靠近天线部分的是射频前端，也分为发射通路和接收通路。发射通路着重于增益放大，包括功率放大和滤波网络。接收通路要求的指标较多，噪声系数、灵敏度和射频接收带宽等指标直接影响到混频后信号的质量，器件包括低噪声放大器（LNA）和自动增益控制（AGC）等，目的是保证有用的射频信号能完整不失真地从空间拾取出来，并输送给后级的变频、中频放大等电路。

2.1.1 低噪声放大器

接收机中一个指标是接收机灵敏度，系统带宽BW和信噪比S/N确定后，NF对系统灵敏度就起决定性的作用，多级联放大器的噪声系数公式为：

Gn（n=1，2，3，……）为单极放大器的增益值，从式（4）可以看出，第1级放大器的噪声系数在整个接收机系统中处于重要地位。低噪声放大器除了要对射频信号进行放大，更重要的是要保证噪声反射系数达到最佳匹配。噪声系数与晶体管自身条件、网络的发射系数有关：

式中，Fmin、Rn和Γopt分别为晶体管自身最小噪声系数、器件等效噪声电阻和最佳源导纳，均为已知值，所以为实现LNA噪声系数的最小化只有改变Γs［6］。

接收信号的频率范围为3.1～3.7 GHz，因此选用PHEMT型ATF－34143作为低噪放的主要放大晶体管［7］。单极晶体管放大无法达到增益要求，故采用2级放大电路，第1级主要功能是实现噪声系数最小化，第2级以最大增益为目标进行电路匹配。运用Agilent公司的ADS2008软件可以对射频晶体管放大电路的稳定性、S参数、噪声系数和驻波比等技术参数进行分析和优化设计。

2.1.2 自动增益控制

AGC的主要功能是稳定射频信号的输出功率，其实质上是一个负反馈的系统，由增益可调模块、检波器、比较器和耦合器组成。检波器的功能是将功率信号转变为电压信号um，与比较器的基准电压VREF比较后，输出控制可调增益级增益大小的电压信号uc，直至检波器输入的信号功率稳定后，由耦合器传输给下一级电路［8，9］。AGC基本结构如图3所示。

图3 AGC基本结构

增益可调电路采用固定增益级与可调衰减级相间并用的方式，可调衰减级使用RFMD公司的RFSA2013，在工作频率范围内，通过控制MODE引脚可以控制uc与器件插入损耗的正负极性关系，根据本AGC电路的设计要求，需要使控制电压与插入损耗成反向关系。

2.1.3 功率放大器

为使带有有效信息的电磁波辐射到更远的地方，要求送入到发射天线的信号达到40 dBm的输出功率。放大器的一个重要参数为1 dB压缩点（P1 dB），输入P1 dB反应了放大器的输入饱和状态值，一旦超过此值放大器无法工作在线性区，并且会产生较多干扰。通常一级放大器的增益无法达到输出40 dBm的功率，需要将多级放大器级联，而P1 dB又限制了每一级放大器的输入功率大小。

采取前级功放驱动电路使上变频后的信号获得一定的增益，后级使用1 dB压缩点大于10 dBm的晶体管功率放大电路。射频晶体管功率放大电路遵循图4结构［10］。

输入输出匹配网络在小信号工作状态时只需满足共轭匹配即可，

图4 射频放大电路结构

随着功率越来越大，器件会逐渐进入非线性区，固定的匹配网络在信号增强时不再匹配。采取负载牵引（Load－Pull）可找出最大输出功率的最佳外部负载阻抗；偏置电路为射频有源器件提供适当的静态工作点，并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响从而保持恒定的工作特性［11］。

2.2 正交调制解调模块

发射和接收通道均采取正交低中频结构，即要实现2次变频：数字变频和模拟变频。模拟变频部分又包括实现正交调制和解调模块，本振和滤波器，数字变频则在FPGA内部实现。

2.2.1 射频本振

低中频结构对本振的稳定性和准确性要求很高，采用目前最先进的锁相环（PLL）频率合成技术作为射频本振电路。PLL频率合成器的基本结构如图5所示。R分频器的作用是根据低频晶体振荡器的基准输入频率fOSC来调节鉴相频率fREF大小，鉴相器比较fCOM与fREF是否相等，可调N分频器以VCO的输出fVCO作为输入，使fVCO分频降低至与fVCO/N精确相等后输出fCOM。若两者不等，PFD会输出一个矫正过的DC修正电压Uerr送给环路滤波器，经过滤波后得到纯DC电压信号UCTRL直接输入至VCO，VCO输出的可变可控电压频率和fOSC一样稳定［3］。

图5 PLL频率合成器基本结构

ADI公司的ADF4350集成了鉴相器（PFD）、电荷泵、压控振荡器（VCO）与可编程分频器等。其输出频率范围为137.5～4 400 MHz，输出频点由外围控制器设置可编程分频器来决定，在ADF4350的CPOUT引脚与VTUNE引脚之间设置一低通环路滤波器，便可构成完整的PLL［12］。射频本振信号可根据设计需求规定是否差分输出。

2.2.2 正交调制电路

正交调制模块处于DAC和射频前端电路之间，在实现上变频功能的同时，也要保证和射频前端以及DAC的无缝连接。采用ADI公司的ADL5375正交调制器，输出频率范围为400～6 000 MHz，内部集成了差分本振接口，正交差分基带调制信号输入接口，混频电路和差分转单端电路。

2.2.3 正交解调电路

正交解调电路主要完成射频信号到I，Q两路低中频信号的变换，是正交调制的逆过程。采用ADI公司的ADL5380正交解调器，输入射频信号频率范围在400～6 000MHz，内部集成了射频差分信号输入接口，差分本振接口，正交差分基带解调信号输出接口，混频电路和偏置电路。因此射频前端的信号需要有单端转差分的模块。

2.2.4 RLC低通滤波器

无论是正交调制或是解调电路，都处于射频和低中频信号的转换部分，低中频信号是经过混频得到，会有较多的频率分量和带外噪声。无源巴特沃斯低通滤波器结构简单，滤波效果显著，根据不同频率的衰减量确定滤波器的阶数，根据源、负载阻抗的比值通过查表后确定电路结构和元件参数。

3 测试结果及性能分析

正交上变频发射信号频谱如图6所示。测试结果表明，输出信号的相位噪声比信号源产生的单载波信号相比较大，原因是正交上变频中的本振相位噪声包括了参考频率源引入噪声，相位检知器引入噪声，以及压控振荡器引入噪声。环路滤波器可有效减少这些噪声。本方案所设计的基于PLL的频率合成器与DDS正交上变频后的信号，功率稳定，中心频率无抖动，相位噪声小。

图6 发射信号输出频谱

图7 接收信号测试波形

在AGC的测试过程中，信号源产生单载波作为射频输入信号进行AGC测试，经测试可知射频信号输入为－60～＋15 dBm，AGC可稳定输出－16～－13 dBm的信号功率。

正交下变频效果波形如图7所示。示波器2路信号分别为经过下变频并低通滤波后的I/Q正交信号，二者相位相差90o，幅度相同。本次测试同样采用信号源产生ωc=ωLO＋ωIF的射频信号，经过频率为wLO的本振信号混频后，可得到载波频率为wIF低中频信号。

4 结束语

设计的地面站收发平台可以对8个飞行终端实现实时测控并接收数据。试验表明，该收发平台有良好的稳定性和兼容性，功能完善，能够满足系统的各项指标要求。该平台与基带CPCI板卡通过简单的电气连接即可实现对接，基带部分软件的升级和改进并不需要对硬件收发平台的进行跟进变化。

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Research on RF Transceiver Technology of Wireless Data Link Ground Station

QIU Xianghan，SONG Peng，QI Jianzhong
（Department of Electronic Science and Technology，North China University of Technology，Beijing 100144，China）

The article discusses the design approach of a RF frontendfor wireless data link system.The system requires ground staff tomonitor and control 8missileborne terminals.The system designs a stable，specialized transceiver hardware platform which could be connected through the baseband signal processing boards.Humancomputer interaction is provided through IPC control interface. Based on the overall structure of lowIF architecture，we first introduce the functionmodule briefly，then describe the design of a hardware implementation，andfinally test the circuit to ensure the signal could transmit effectively and reliably.

ground station；transmitter；receiver；low IF architecture

TN924

A

1003－3106（2015）09－0049－04

10.3969/j.issn.1003－3106.2015.09.13

邱相晗，宋 鹏，齐建中.无线数据链系统地面射频收发技术的研究［J］.无线电工程，2015，45（9）：49－52.

邱相晗男，（1990—），硕士研究生。主要研究方向：无线通信。

2015-05-07

宋 鹏男，（1957—），教授。主要研究方向：无线通信、卫星导航与定位。