一种新型的SR反流控制电路

2015-03-15 11:08于吉永黄昌宾刘祖贵

通信电源技术 2015年1期

于吉永，黄昌宾，刘祖贵

（中国长城计算机深圳股份有限公司与深圳市国家重点实验室，广东深圳518108）

0 引言

二十世纪末，由于MOSFET技术大幅度进步，开关电源普遍引入同步整流（Synchronous Rectification简称SR）技术，给开关电源效率带来了巨大的提升。但是采用同步整流技术的开关电源拓扑中往往会存在能量双向流动。本文以采用同步整流技术的BUCK拓扑为例，详细分析了其在预偏置启动阶段及空载和轻载条件下的能量双向流动产生的原因及其带来的危害，并简述了业界现有的一些解决方案和其不足，继而提出了一种利用磁饱和原理控制的新方案及其设计方法，最后通过PSI M仿真建模验证了新方案的可行性。

1 采用SR技术后带来的能量双向流动问题

图1为采用同步整流技术的Buck变换器拓扑，当输出功率电感在SR开通阶段的伏秒积大于在主开关开通阶段的伏秒积时，电流将会由输出端流向输入端，此时BUCK变换器本质上实现的是BOOST功能。电流反向流动的现象普遍存在于采用SR技术的各类变换器拓扑中，在实际应用时可能造成问题。尤其是变换器在预偏置的情况下开机时，即在变换器输出端已经存在一定电压的情况下开机时，反向电流可能会非常大。因为一般变换器为获得平滑稳定的启动效果都会设置软启动电路，使主开关驱动信号占空比在启机时由0逐渐增大（SR驱动信号与主开关信号互补，相当于由100%逐渐减小），此时就会产生反向电流，如图2所示［1］。

在驱动信号的占空比增大到足以使输出功率电感在SR开通阶段的伏秒积和在主开关开通阶段的伏秒积达到平衡之前，反向电流会不断增大，反向电流太大可能造成器件应力过大而导致失效。此外，也会造成输出电压跌落过大而使负载电路不能保持正常运行。另外，采用SR技术的CCM变换器在空载或轻载条件下，将不会再进入DCM模式，输出功率电感中存在负向电流，即会产生能量双向流动，以保证输出电压平衡在设定值，如图3所示。

从能量守恒的角度看，理想电路中能量双向流动并不会产生能量损失，但由于实际电路中ESR的存在，能量在双向传递过程中会带来额外的铜损，使空载和轻载条件下的转换效率降低。特别是在采用SR技术的隔离型DC／DC变换器中，如果产生负向电流的能量不能通过变压器有效馈回到原边母线，那么这个能量将会在SR的Uds上形成电压应力，严重时会造成器件过电压应力击穿。

图1 采用同步整流技术的BUCK变换器

图2 BUCK变换器预偏置启机的相关节点波形

图3 BUCK变换器输出空载时的相关节点波形

2 现有的一些解决方案

2.1 采用带预偏置电压启动功能的控制IC

带预偏置电压启动功能的控制IC如Intersil的ISL6420A，ISL6535，ISL8104；TI 的 TPS40007，TPS40009，TPS40057；MAXI M 的 MAX8543，MAX8544，MAX5095C，MAX1917；ST的L6730等。但这些控制芯片只能用在非隔离变换器中。因为在非隔离变换器中，IC启动时可以直接检测到目前的输出电压是多少，与IC内部基准比较后决定主开关和SR展开的速度和脉宽，这时主开关和SR的脉宽都是慢慢增加的，它们之间并不呈互补关系。其缺点是并不能解决空载和轻载条件下的能量双向流动。

2.2 采用分立器件对SR的驱动信号加以处理

采用分立器件对SR的驱动信号加以处理，实现软启动时主开关和SR的驱动信号脉宽均从小到大慢慢展开，直到两个驱动信号互补为止。启动控制电路见图4中的虚框部分，图5为启动控制电路中相关节点的时序波形。这种方案仅仅是改变了软启动时SR驱动脉宽的大小，不改变稳态时的性能，且实现的成本较低，亦可用于隔离型变换器中，具有一定的应用价值［2］。但它同样不能解决空载和轻载条件下的能量双向流动。

2.3 采用脉冲阻止电路

如图6所示，利用输出功率电感中的反向电流产生的电动势，通过绕组耦合来控制Q3的通断，阻止了SR中反向电流的不断增大，从而将反向电流限制在安全的准线内［1］。其缺点是反向电流只是抑制而不是消失，在某些实际应用场合中仍有风险。脉冲阻止电路应用于BUCK变换器的主要工作波形如图7所示。

图4 采用分立器件实现的带预偏置电压启动的BUCK电路

图5 启动控制电路中相关节点的时序波形

图6 采用脉冲阻止电路的BUCK变换器

3 利用磁饱和原理控制的新设计方案

3.1 新方案基本原理

图7 脉冲阻止电路应用于BUCK变换器的主要工作波形

本文根据现有解决方案的不足，提出了一种利用磁饱和原理控制SR反流的新方案。如图8所示，饱和电感Lsat串在功率电感Lchoke之后，其基本原理就是当电感电流iL大于Lsat的饱和电流时，Lsat电感系数为零，iL的交流成分将不能在Lsat两端产生交变电压，Q3、D1、R1组成的半波整流回路中自然不会有电流，Q3、Q4截止，SR驱动信号正常运行；当电感电流iL小于Lsat的饱和电流时，iL的交流成分在Lsat两端产生交变电压为ULsat＝Lsat（d iL／d t），如果ULsat足够大，足以使Q3、Q4饱和导通，SR驱动信号将被Q4强行关断。据此原理并配合电路参数的调整，可以控制SR在任何工作条件下都不会产生反向电流，有效解决了变换器的预偏置启机和空载及轻载条件下的能量双向流动问题。同时，当负载电流大于设定值时（一般取略大于电感电流临界连续时的输出电流），SR正常驱动，可以全负载范围实现转换效率的最优化。磁通密度比较低（0.4～0.5 T），而且受温度影响大。但其电阻率高，高频损耗小。又因铁氧体已有多种材料和磁芯规格满足各种要求，加之价格较其它材料低廉，铁氧体是目前在开关电源中应用最为广泛的材料。从功率变压器磁芯、滤波电感、磁放大器、电流互感器以及电磁兼容滤波电感，都可以找到它的踪影［3］。

图8 BUCK变换器利用磁饱和原理控制SR反流的新方案

由于实际磁芯材料的B-H关系高度非线性，并具有迟滞和饱和特性。为简化分析，有必要对其进行线性化处理。以TDK HS72UU 10.5铁氧体磁芯为例，其典型条件下的相关参数分别为：ui＝7 500，Bsat＝0.41 T，AL＝1 500 n H／N2，Ac＝12.5 mm2，lm＝40.3 mm。图9（a）为利用PSI M仿真工具生成的TDK HS72 UU 10.5 B-H曲线，图9（b）为其分段线性化模型。线性化处理后，很容易写出磁通密度Bm的分段函数，见式（1）。由安培环路定律Hlm＝Ni可以推导出磁芯开始饱和时的电感电流Isat，见式（2）。式中，u＝u0ur＝u0ui（ur＝ui为线性化后的近似结果）。

图9 TDK HS72UU10.5 B-H曲线及其分段线性化模型

3.2 饱和电感磁芯选择及线性化分析

饱和电感是一种磁滞回线矩形比高、起始磁导率高、矫顽力小，具有明显饱和点的电感。由于其独特的物理特性，使之在高频开关电源的开关噪声抑制、大电流输出辅路稳压、移相全桥变换器、谐振变换器及逆变电源等方面得到了日益广泛的应用。其电感量随通过的电流大小可变。若磁芯的磁滞回线呈理想的矩形，则饱和电感工作时，类似于一个开关，即流过电感的电流小时，磁芯不饱和，电感量很大，相当于开路；当流过电感的电流大时，磁芯饱和，电感量很小，相当于短路。在开关电源中，常用的饱和电感磁芯材料有铁氧体、非晶态合金等。铁氧体与其它软磁材料比较，虽然饱和

为便于实际饱和电感的生产制作和减小其传导损耗，建议N取1匝。式（3）为N＝1时的饱和电流值，式（4）为N＝1且|iL|＜Isat时的电感量。

3.3 保证SR开通和关断的条件分析

以图8为例，式（5）、（6）分别为 Q1、Q2导通阶段饱和电感Lsat两端的电压，式（7）为电感电流中的交变分量，其中L＝Lchoke＋Lsat。假设电路中Ug＝12 V，Uo＝5 V，Io_max＝25 A，Lchoke＝4μH，fsw＝200 k Hz。当电感电流iL的最小值（即Io_SRON-△IL／2，如图（10）实线部分波形）大于Isat时，Lsat＝0，L＝Lchoke，则可以保证SR的强行关断控制电路不会动作，SR驱动正常运行。Io_SRON为保证SR进入正常驱动的输出负载电流点，如式（8）；当电感电流iL的最大值（如图（10）虚线部分波形）小于Isat时，L＝Lchoke＋Lsat，则可以保证通过控制电路参数的设计来强行关断SR的驱动信号。Io_SROFF为保证SR驱动信号强行关断的输出负载电流点，其结果分两种情形讨论，如式（9）。本例属于DCM情形，其结果如式（10）、（11）所示。此时饱和电感Lsat两端的电压如式（12）、（13）所示。

图10 保证SR开通和关断条件下对应的输出负载电流（CCM）

3.4 SR控制电路相关参数设计

本例设计是以Q2导通阶段饱和电感Lsat两端的电压UB_A来触发控制电路动作的。如果控制电路AB节点互换，则UA_B为有效触发电压。还可以从磁芯中取一个独立绕组组成全波整流来触发控制电路，这在实际应用中更加方便和可靠。控制电路相关参数如表1所示，根据已知参数，可以求出R1的取值范围，如式（14）所示。至此，全部设计过程完毕。