大功率超级电容快速充电装置技术方案探讨

邢甲第

（中铁电气工业有限公司，北京 100036）

1 充电装置主要参数

根据外电源要求，超级电容快速充电装置输入电压：10kVac。充电对象是由344个单体电容容量7000F、最高工作电压2.7V电容串联，再两串并联的超级电容组，计算最高工作电压928.8，据此确定输出充电最高电压：950V，输出电压可在0～950V可调。根据充电时间要求，充电额定功率：800kVA ，最大充电电流：1800A。

2 工频变压器拓扑

超级电容充电装置实际上是由变压器、无源元件和电力电子器件组成的连接电网和超级电容组的系统（也可称为能量转换系统 Power Conversion System， PCS），是超级电容储能系统的重要组成部分，它承担着超级电容组从交流电网快速吸收能量的任务，如图1所示。

在电容侧，PCS需要满足电容能量管理及充电指标的要求，在电网侧，包括谐波、功率因数和电压偏差等运行与响应特性也都需要由 PCS实现。由于超级电容的电压源特性，PCS的结构以电压源变流器（Voltage Sourced Converter， VSC）为主。大容量 PCS交流侧要接入电压等级较高的电网，而超级电容组的端电压却难以达到相应的电压等级。PCS装置必须通过适当的降压措施接入。

采用变压器降压接入是解决 VSC直流侧与交流侧电压不匹配的最常用方法，目前国际上各种电池储能工程多是在此基础上设计的。传统大容量 PCS的结构如图2所示，储能元件作为稳定的电压源，直接与 VSC的直流侧相连。由于 VSC输出电压的峰值受储能元件端电压限制，故其交流侧多为较低的电压等级，再经由升压变压器接入中压配电网。根据 VSC的运行原理，流过直流侧的电流为变化剧烈的脉冲电流，为防止储能元件频繁充放电，需加入直流滤波元件；同样，交流侧也需要设置滤波器来抑制输出电流谐波含量与调节装置响应速率。

为增加装置的容量，储能系统将两组电容并联于 VSC直流侧。由于各并联电容组的参数不可能完全一致，不可避免地会产生环流或充放电不均等问题。同时，较低的电压意味着更大的充放电电流，这将增大散热系统的设计难度，提高装置的成本。另外，图2的 PCS拓扑受 IGBT反并联二极管的不控整流作用，其输出电压不能从 0V起调，难以满足充电装置对不同充电模式适应性的要求。

为解决以上问题，以 ABB为代表的一些变流器供应商在 PCS中加入了一级 DC/DC电路，即采用 DC/DC+DC/AC的 PCS模式，如图3所示。DC/DC变流器可以根据需要匹配电池组端电压与 VSC直流侧电压，降低系统额定电流，使 PCS装置更加灵活地与电网电压匹配。

目前实际储能工程中的 PCS结构以两电平为主，其优点是简单可靠，而缺点则在于系统的开关频率。城市配电网对接入装置的电能质量有一定的要求， PCS注入电网的谐波必须控制在较低水平，这就限制了开关器件的最低开关频率，使得大容量系统中 PCS的效率难以提高。

3 多电平拓扑

多电平变换器技术可以提高系统等效开关频率，在降低器件开关频率的同时达到更高的输出波形质量，是目前大容量变流器的发展趋势。

多电平变换的基本思想是用多个电平台阶合成阶梯波来逼近正弦输出电压。由于每个开关器件所承受的电压应力减小，故变换器可以采用同类开关器件实现更高电压等级的输出。根据电平钳位方式的不同，可将常用的多电平变换器归结为三种基本拓扑结构：二极管钳位、悬浮电容钳位和独立电源钳位，如图4所示。其中，二极管钳位和悬浮电容器钳位电路由于自身换流过程的复杂性，所需的钳位器件数量随着电平数的升高而增加，不但提高了成本，而且从控制的复杂度及可靠性方面考虑也不理想，因此在实际应用中一般不超过 5电平；若考虑在超级电容储能领域的应用，二极管钳位电路在电源 E1‐E4之间存在由二极管组成的充放电通路，可以调节超级电容组之间的电量，而悬浮电容钳位电路不存在这一通路，直流侧仍需多组超级电容直接串联，可靠性相对较低，因而实用性较差。

相对于前两者，独立电源钳位的链式结构控制更加简单，易于封装及模块化，易实现较高的电平数，其可行性在大容量无功补偿领域已获得证明，且在高压变频及轻型直流输电领域也有重要应用。超级电容组作为稳定的电压源接入链式变流器各串联单元的直流侧，可以避免传统无功补偿装置中的直流电压均衡问题，由于本项目中仅涉及对超级电容器组实现快速充电，因此平衡各电容器组放电深度便不再考虑。

4 变压器的高频化

受开关器件耐压的限制，除链式拓扑外，目前其他的多电平技术尚不足以使变流器直接运行于中压母线，必须通过变压器升压。传统工频变压器具有电气隔离、电压变换等功能，在发、输、配电领域都有着广泛应用，但笨重的低频磁路设计使其在占地及噪音等方面都并不理想。大都市中轨道交通对于装置占地非常敏感，而且变压器的工频噪音也易影响附近居民或旅客的出行感受。

采用现代电力电子器件，可以实现工频交流电与高频交流电之间的灵活转化，并采用高频变压器来实现电压的变换。其原理如图5所示。在具体实现方法上，既可以通过电力电子变换将输入侧工频交流电直接调制为高频交流，再通过输出端变流器解调；也可以增加一级直流环节，采取 AC/DC/AC的方式进行交—交变换。二者相比，采用的开关器件数量相当，而后者的控制策略更加简单可靠，有望成为今后的发展方向。

高频变压器与传统工频变压器的比较如图6所示。采用高频变压器方案的优势在于装置的体积小、重量轻、成本低，并可避免传统工频变压器由于铁心磁饱和造成系统中电压电流波形畸变的问题；若将开关频率提高到 20kHz以上，更可极大地降低装置的运行噪声。

虽然目前这种电力电子变压装置的损耗仍然高于传统变压器，但随着基于碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）等材料的新一代电力电子元件逐渐成熟，该类方案在中低压城市电网中将具有良好的前景，也为轨道交通中大容量超级电容器组的快速充电方式提供了新的思路。

5 超级电容快速充电装置主电路

在前面的分析中，多电平拓扑结构的 PCS可以在没有降压变压器条件下有效适应电网侧电压水平，同时谐波电流小、功率因素高、效率数据均能保持较高水平。但每个级联模块的直流母线需要相互独立，因此，也需引入高频隔离变压器方式，导致功率模块繁多，成本极高。在本项目中采用多电平拓扑是不合理的。故此，提出下面几个方案进行比较。

5.1 三路（PWM整流器+ZVS降压斩波支路）并联运行（图6）

图6为3路并联运行方案，使斩波器 IGBT器件在零电压条件下发生开关动作，可进一步提高开关频率，减小器件开关应力和损耗。

5.2 三路（PWM整流器+ZVT降压斩波支路）并联运行（图7）

5.3 共直流母线的 ZVZC全桥变换器拓扑（图8）

在图8中为DC/DC全桥变换器，整流侧配置 2路 PWM整流器，输出连接至共用的直流母线，提高整流器部分的冗余，降低器件电流参数。左侧桥臂的2个IGBT分别在右侧桥臂的2个IGBT之前关断，则左侧 2管组成的桥臂为超前桥臂，而后关断的右侧 2管组成的桥臂为滞后桥臂，特别值得关注的是滞后桥臂开关管的两端不能连接并联电容，否则当开关管在开通时，其连接并联电容上电压不能降为零，并联电容上的能量将会全部消耗到开关管中，还会产生很大的电流尖峰，造成开关损坏。本方案主电路的超前桥臂为零电压开关，而滞后桥臂为零电流开关，采用 ZVZC SPWM全桥变换器控制方式。ZVZC SPWM全桥变换器不需要外加谐振电感，它可以在宽范围内实现超前管的 ZVS和滞后管的 ZCS开关，电路结构简洁。但对高频变压器的一次侧漏感要求苛刻，生产绕制非常困难，虽然电路后桥臂串联反向截止二极管可实现原边开关管零电流开关，但是串联二极管正向导通时损耗依然较大，效率降低。

5.4 模块并联的 ZVZC全桥变换器拓扑（图9）

图8是图9方案的模块并联方案，可靠性、冗余度及扩展性等方面具有明显优势。但目前铁氧体磁性处理的有效功率仍是技术瓶颈，而采用非晶、微晶和超微晶铁芯材料的高频隔离变压器的制作比较复杂，制造成本很高。

6 方案选择

综合上述分析，图7方案应作为首选。系统为3路有冗余，当一个并联充电模块发生故障退出运行后，其他两路模块仍能正常运行，实现车载超级电容器组的降额充电。能使斩波器 IGBT器件在零电压条件下发生开关动作，可进一步提高开关频率，减小器件开关应力和损耗。能够满足输出电压在0～950V可调。

[1]张方华.双向DC/DC 变换器的研究[D].南京：南京航空航天大学，2004.

[2]刘钟淇.基于模块化多电平变流器的轻型直流输电系统研究[D].北京：清华大学，2010.

[3]蔡宣三，龚绍文.高频功率电子学[M].北京：水利水电出版社，2009.