基于硅基集成的模拟信号处理及其在微波光子前端中的应用

陈明华，于鸿晨，汪晶晶，陈宏伟，谢世钟

（清华大学 北京100084）

1 引言

微波光子前端是微波光子学的关键应用之一，它具有灵活的可调谐性能、大动态范围及抗电磁干扰等优势，有望克服传统电子前端的缺点，得到广泛的研究[1～16]。典型的微波光子前端包括用于混频的调制器、射频振荡器、信号处理器以及下变频器，其中集成化的信号处理器是关键功能单元，已引发广泛的研究兴趣[17,18]。光子前端可以分成两类：一类是在微波域内利用微波光子滤波器进行信号处理的光子前端[9～11]，另一类是在光域内实现下变频和光子处理的光子前端[5～7]。本文主要介绍基于光域滤波和下变频的光子前端，其功能结构如图1所示。

图1 射频光子收发机结构示意

由图1可知，全波段射频光子处理器是光子前端的核心功能单元，由有限冲击响应（FIR）滤波器[19～23]和无限冲击响应（IIR）滤波器[24～29]两大类光子处理器构成。FIR滤波器具有通带线性相位的优点，但它的自由谱区（FSR）和滤波带宽在同一个量级，限制了应用范围；而基于微环谐振腔的IIR滤波单元具有更小的尺寸及更大的FSR，但受限于波导的损耗，要进一步提升滤波器的Q值变得非常困难。

本文回顾了基于硅基光子信号处理的微波光子前端的最新研究进展，主要展示了本研究小组的相关研究工作，而没有试图囊括所有可能的基于硅基集成的光子前端的研究。

2 硅基光子信号处理器

现有的集成信号处理器主要可以分为两类：具有反馈回路的IIR滤波器和FIR滤波器。IIR滤波器在通带具有一个相位的跳变，而且对加工误差比较敏感；FIR滤波器在通带具有线性相位，可以利用MZI实现。下面将针对这两种信号处理器的不同特点展开具体讨论。

2.1 FIR信号处理器

FIR滤波器具有稳定性好、结构简单以及通带线性相位等优点，得到了广泛的研究。然而，已有的FIR滤波器几乎都是基于MZI结构实现的，这类滤波器的滤波响应的FSR与两臂时延差成反比，与滤波响应的带宽成正比[19]，使用受到限制。为了避免这个问题，同时实现精细的信号处理和宽带的信号处理范围，可以使用光子射频信道化滤波器来增大FSR[30]，但这种方法会增加额外的损耗和整个系统的复杂度。因此，提出了利用多级级联的MZI结构来实现窄线宽的FIR滤波并获得大的信号处理范围，其中滤波器的FSR可以通过增加MZI级联的级数来实现[7,20,22,23]。

2.1.1 基于SOI级联MZI的FIR信号处理单元

图2给出了所提出的基于多级级联结构的MZI的滤波器，其中每一级MZI都可以单独调节。它可以在保持滤波器带宽基本不变的情况下，增大信号的处理范围。从图2中可以看出，各级MZI通过上臂的输入和输出端口（k1到k2N）依次相连。每级MZI的两臂之间时延差满足如下关系：△L1=L,△L2=2-1L,…,△LN=2-(N-1)L。此外，可以通过MZI臂的微加热器来实现相移。

图3给出了当N=1、3、5时的滤波器响应的仿真结果。从图3（a）可以看出，当N=1时，FSR大概是△λ3dB的两倍，而滤波器的带外抑制大概为6.5 dB；当N=3时，FSR被增大到16 GHz，然而滤波器的带宽△λ3dB却减小到2.02 GHz，滤波器的带外抑制也提高到17 dB；当N=5时，FSR增大到64 GHz，带外抑制达到30 dB。从图3还可以看出，滤波器的通带内相位满足线性变化关系，即保持了FIR的特性。仿真中假设L=2.98 cm，α=3 dB/cm。考虑到实际应用限定在一个比较窄的波长范围内，可以设定耦合器的耦合系数在使用波长范围内都是0.5。从仿真结果可以看出，随着N的增大，滤波器的FSR可以增大2N-1倍，而△λ3dB基本保持不变，此外，滤波器的带外抑制也得到了显著的提高。

图2 N级级联的MZI可调滤波器的示意

图3 多级级联MZI的仿真结果

采用SOI（silicon-on-insulator）工艺加工了基于三级级联MZI结构的FIR滤波器，加工的芯片如图4（a）所示。波导的宽度和硅波导的刻蚀深度分别是450 nm和220 nm，其中耦合两臂的间隔为200 nm，耦合长度为10μm。波导层上是一层600 nm厚的二氧化硅层，再上是110 nm厚的Ti/TiN加热器和电极。

当前SOI的工艺水平比较有限，不能保证如尺寸和传输损耗等参数与设计的完全一致，这在很大程度上会影响器件的性能。通过两种方法可以减小这些影响：第一，在加工过程中通过逐渐改变曝光和氧化过程来补偿曝光量的抖动，同时平滑波导的侧壁；第二，考虑到这些工艺加工误差的不可避免性，在氧化层上添加微电极来主动调节器件的有效参数，进而优化和修正滤波器的传输响应。通过单独调节每级MZI臂上的微电极，可以实现不同级之间的相位匹配。器件的幅度和相位响应可以利用光矢量分析仪（OVA）来测量，测量结果如图4（b）所示。滤波器的带宽为1.536 GHz，FSR被增大到约13.5 GHz，可以在一定程度上满足X-到Ka波段的信号处理需求。此外，滤波器通带具有线性相位特性，和理论结果一致。与仿真结果相比，实验中测量到的带外抑制略小，这主要是由工艺的误差和不同级MZI之间的失配造成的。

2.1.2 氮化硅的FIR信号处理器[22,23]

图4 多级级联光子信号处理器实验结果

在常见的通信应用中，信号处理精度需求往往优于100 MHz[31,32]，因此前文提出的信号处理器在处理精度上有接近一个数量级的差距。这在很大程度上是因为硅基SOI波导的损耗较高（大约为3 dB/cm）而限制了精度的进一步提高。基于TriPleXTM技术的氮化硅波导具有超低的波导损耗，在弯曲半径70μm的时候损耗约为0.1 dB/cm[33,34]。因此，可以考虑利用这种波导实现较长的波导时延线，从而实现更高精度的信号处理器。因此，提出基于氮化硅波导的可编程可重构的信号处理单元。所提出的滤波器的最高精度可以达到143 MHz，信号处理范围可以大于112.5 GHz，将会满足多波段的微波光子信号处理需求。这种全光可重构的模拟信号处理器如图5所示。它主要包含两部分：基于MZI的可调谐可重构的信号处理器和一个基于微环谐振腔的信道化滤波单元。它可以看作一个三级级联的MZI滤波器，如图6（a）所示，其中，cosαi和sinαi为进入MZI两臂的分功比。第一级MZI具有4个零点结构，第二级有2个，第三级有1个。器件中采用对称MZI结构实现可调耦合器的功能，其耦合系数从0到1可调，对三级非对称的MZI两臂进行功率分配。通过调节非对称MZI一臂上的相移器，滤波器的零点将会在零极点图上旋转。因此通过调节6级MZI上的相移器，可以调节滤波器的零点在零极点图上的排布，从而获得不同的传输响应，如图6（b）～图6（g）所示，其中实线是实验结果，虚线是仿真结果。

图5 基于级联MZI的可编程信号处理器

为了实现100 MHz左右的信号处理精度，实验中设计的最长时延线为50 cm。这时，长延时线引入的MZI两臂的损耗差别可以利用可调耦合器来均衡，从而获得最优的滤波响应。

测试了所提出光信号处理器的频谱特性，其测试系统如图7（a）所示。在这个系统中，光源输出的光通过一个50∶50耦合器分成两路，一路用作下变频的光本振，另一路用作光载波。将射频VNA中的射频扫频源通过一个电光马赫—曾德尔调制器（MZM）调制到光域，生成一个与射频VNA具有同样扫频精度的光的扫频源。这里使用的MZM被设置为零偏压状态，实现载波抑制调制。另外，考虑到滤波器的周期性响应，实验中利用一个单带通滤波器来滤出正的调制边带，从而避免负调制边带产生的影响，得到干净的扫频光源。扫频光源经过掺铒光纤放大器（EDFA）进行放大，再进入待测器件。由于波导器件的偏振敏感性，在器件之前加入了一个偏振控制器来调节输入光的偏振态，从而获得优化的耦合效率。然后，调制的扫频光源经过滤波器的处理后与上一路的光本振混合，再经过光电探测器（PD）探测得到电域射频信号。最后该信号返回射频VNA得到滤波器的传输响应。

图7（b）～图7（d）是通过调节MZI上的各个相移器得到的不同频率响应，其中，图7（b）是一个单通道滤波器，可实现滤波带宽在143～300 MHz范围变化。图7（c）实现了双通道的滤波。在保持通带带宽基本不变的条件下，通过调节移相器，可以实现不同的通道间隔。此外，通过调节温度控制模块（TEC），可以实现滤波器中心波长的调节，如图7（d）所示。对于这类基于MZI干涉单元的信号处理器，其信号处理范围是受限的。通过引入基于微环谐振腔实现的信道化滤波器[29]，可以进一步扩展将信号处理器的处理范围，如图8所示。

综上所述，基于MZI干涉单元的FIR滤波器可以实现很高的信号处理精度，并且滤波器的形状也可以优化。但利用级联MZI结构来增加信号处理范围的方法还存在局限，通常还需要信道化滤波器进一步提高信号的处理范围，才能更好地应用在实际中。

2.2 IIR信号处理单元

基于微环谐振腔的IIR信号处理单元因其具有更小的尺寸、可能实现的高Q值和足够大的FSR，得到了国内外微波光子前端研究的广泛重视。对于微环谐振腔滤波器来说，氮化硅波导更有吸引力，因为这类波导具有低的传输损耗（在弯曲半径70μm时，损耗小于0.1 dB/cm）和较高的折射率对比（Si3N4=1.99,SiO2=1.45），更适合同时实现高Q值与大的信号处理范围。

2.2.1 氮化硅微环IIR滤波器[29]

为了满足全波段（从L波段到W波段）的射频光子前端的应用，微环滤波器的尺寸设计如下：半径为125μm，波导与微环之间的间隔为2μm。利用OVA测量得到的滤波器的性能如图9（a）所示，信号处理范围大于110 GHz（FSR=225.78 GHz）。通过调节微环谐振腔上的微加热器可以实现滤波器处理通带在整个FSR内的调节，如图9（b）所示。

图10给出了滤波器的测试系统与测量结果，可以看出，滤波器的带宽大概为420 MHz，而滤波器的带外抑制大于40 dB；当滤波器的中心频率调节时，滤波器的形状基本保持不变。

图6 7零点的FIR滤波直接形式及保持性

图7 基于VNA的光处理器测试结果

图8 经过信道化滤波后的单通道带通响应

图9 器件测试

图10 IIR滤波器的测试系统与测量结果

3 光子前端

近年来，研究人员提出了许多基于下变频和滤波的微波光子前端[1～11]。从包括成本、功耗和可靠性等方面考虑的时候，基于硅基的微波光子信号处理技术已经被认为是解决复杂光子前端的信号处理的一个有效方案，但大多数研究仅关注硅基器件本身的性能或者子系统的性能，很少有报道将这些硅基器件应用在光子前端中的。本节介绍利用基于硅基光子信号处理器的微波光子前端，实现光子辅助的软件定义无线电的收发机。

软件定义无线电是一种无线电通信技术，可以通过软件编程来控制系统的工作参数，从而适应于不同的工作频段、数据格式、通信协议等，非常便于在已有的网络中引入新技术和新服务等。因此，软件定义无线电收发机自问世以来，在世界范围内引起了广泛关注[35～37]。但由于电子器件的带宽瓶颈限制，目前大部分软件定义无线电收发机都只能工作在某一个特定的工作频段。要想有效地满足不同工作要求下的信号处理要求，需要研制出覆盖更大工作频段的软件定义无线电收发机。

微波光子技术具备实现以上要求的巨大潜力[7,14,29～30,38]。一方面，光外差或混频等方法可以生成高频的射频信号，产生频率仅受现有光电转换器的带宽限制[38,39]；另一方面，光子辅助的射频光子前端可以先将射频信号调制到光域进行处理，再转换为更低频率的中频信号并送入ADC[7,29～30,40]。但是，目前已有的光滤波器还无法精细到可以从复杂的宽谱环境中选择出一个窄带宽的射频调制边带。同时，为了避免光载波的波长漂移带来的影响，系统需要引入非常精细的控制系统，也大大增加了功能实现的难度。

基于之前讨论的微波光子处理器，提出了一种结合光电处理的新的软件定义无线电收发机[42]。系统的结构如图11所示。电的部分主要完成中频—基带转换以及基带数字处理功能，而光的部分借助一个连续光完成中频—射频转换和光域的处理功能。具体的细节如图12（a）所示，左边描述的是电的处理单元，右边描述的是光的处理单元，收发机的特性决定了两个处理单元是对称分布的。电的处理可以由一个商用的软件定义无线电收发机模块完成；光的处理需要使用的光载波信号（fC）和光本振信号（fLO）由同一个连续光光源经强度调制器载波抑制双边带调制产生。两个信号之间的频谱间隔也可以利用调制器驱动信号fD非常灵活地控制。此外，由干涉仪引入的相位噪声可以利用后端成熟的电域信号处理手段消除[43,44]。

图11 光子辅助的软件无线电定义收发机功能

图12 光子辅助的软件定义收发机结构示意

在发送端，系统首先利用电处理模块将数字的I/Q信号转换成模拟的中频信号（fIF），再将中频信号调制到光载波上，这样，两臂上分别传输的调制边带和光本振信号一起到达光电转换器，对应产生需要的射频信号（fIF+2fD）。其中，电光转换过程使用了载波抑制单边带调制，不需要额外的滤波器就实现了上臂只传输一个调制边带。干涉仪结构带来的影响将在后面进行讨论。

在接收端，天线接收到的信号首先被调制到光域，以完成第一级的前端处理。由于接收端和发送端共用了光载波和光本振信号，第一次下变频后得到的中频信号依然是fIF。它将在电的模块上完成第二级前端处理。这个两级处理机制如图12（b）所示，其中，光滤波器的通带用实线表示，而电滤波器的通带用虚线标注。这样的设计，使得光滤波器的带宽可以与随后转换生成的中频信号fIF同等量级，既降低了对滤波器工艺的要求，又有效避免了实际中载波漂移问题带来的影响。同时，增加的一级电滤波器的结构大大提升了系统的精度。上文提出了一种基于低损耗Si3N4波导微环的光滤波器，不仅具有很高的分辨率和很高的带外抑制比，还可以实现对中心频率的大范围可调谐，可以胜任对光滤波器的需求；而商用的电接收机模块可以满足电处理的需求。

系统的结构设计得到了实验的验证，实际的演示结构如图13所示。光载波和光本振信号均由中心波长1 549.81 nm、线宽1 kHz、光功率18 dBm的连续光通过20 GHz调制带宽的马赫—曾德尔调制器产生，随后被一个25 GHz频率间隔的间插复用器分成两路。

电处理功能可以由商用的软件定义电收发机模块完成，使用在10 MHz～6 GHz范围可调谐，处理带宽达到10 MHz的HackRF One SDR处理模块。一方面，可以进一步增强系统的重构精度；另一方面，可以帮助解决由干涉仪结构引入的信号不稳定问题。光载波和本振信号通过两个不同的臂传输，形成了干涉仪结构，会在随后利用外差法生成射频信号的过程中产生相位噪声。这些噪声会影响最终接收信号的质量，造成星座图的旋转。这种缓变的星座图旋转可以利用数字处理中非常成熟的相位纠正法恢复，即不稳定问题可以被解决[43,44]。

图13 光子辅助软电定义收发机演示实验系统

发射端的实验测量结果如图14所示。光子辅助上变频过程中的载波抑制单边带调制可以用一个12.5 GHz调制带宽的I/Q调制器和一个90°混合耦合器实现。图14（a）中对比了光载波和光本振信号的光频谱（虚线）和进入光电转换器中信号的光频谱（实线）。使用中心频率为2.5 GHz的中频信号和中心频率为15 GHz的驱动信号，发送端将生成中心频率为32.5 GHz的射频信号。这里，载波抑制单边带调制的消光比超过了25 dB，很好地保证了对干扰信号的抑制。以1 GHz作为步进差，改变驱动信号（2～17.5GHz），将对应得到不同频率的射频信号（6.5～39.5 GHz），如图14（b）所示。其中，随频率抬升的噪声是电谱测量仪引入的，而随频率降低的转换效率与光电转换器、放大器等器件的频率响应相关。

接收端使用的微环光滤波器具备420 MHz的3 dB带宽和超过40 dB的带外抑制比，如图15（a）所示，可以非常有效地避免在下变频转换到中频信号的过程中产生干扰信号，并且较大程度地容忍光载波的波长偏移。此外，通过控制图15（a）中显示的微环上的相位调节器，光滤波器的通带可以在110 GHz频率范围灵活调节到一阶调制边带的位置。由于滤波器的高精细度，可以准确地滤出需要的一阶调制边带来进行下变频。经过滤波得到的一阶调制边带的光谱（虚线）和本振信号（实线）如图15（b）所示。由于接收端和发送端共用光载波和光本振信号，生成的中频信号的中心频率为2.5 GHz。

图14 发射端的实验测量结果

图15 接收端滤波器特性及接收端PD前后光、电信号测试结果

利用双音信号测试方法，可以测量接收机工作在L波段到Ka波段（受限于实验中调制器的带宽）时的线性度。实验中，射频本振的功率大概为20 dBm，由于调制和光电探测过程引入了系统的非线性，BPD接收到的信号中不仅包含线性项信号（6.5 MHz和8.5 MHz），还有三阶交叉调制非线性项（IMD3）信号（4.5 MHz和10.5 MHz）。图16显示了C波段到K波段的系统实测的SFDR。电谱仪的设置 如 下：RBW=1 kHz，VBW=1 kHz，AT=30 dBm，ST=720 ms。测量到的噪底大概为-151 dBm/Hz。C波段（信号为4.806 5 GHz和4.808 5 GHz，中心频率为6.5 MHz和8.5 MHz）、X波段（信号为10.006 5 GHz和10.008 5 GHz，中心频率为6.5 MHz和8.5 MHz）、Ku波段（信号为13.506 5 GHz和13.508 5 GHz，中心频率为6.5 MHz和8.5 MHz）和K波段（信号为19.006 5 GHz和19.008 5 GHz，中心频率为6.5 MHz和8.5 MHz）的SFDR实 验 结 果 分 别 为：118.6 dB·Hz2/3、116.0 dB·Hz2/3、114.8 dB·Hz2/3、119.1 dB·Hz2/3。

双音测试下，射频光子接收机在1.5～39.5 GHz范围以2 GHz作为步进值的SFDR测量散点图如图17所示。在这样一个频率范围（实验中可以测得最大频率范围），系统的性能具有一个较好的一致性。因此，可以预测当系统在更高频带工作时，由于系统原理不变，性能会保持比较好的一致性。

图16 射频光子接收机的SFDR测量曲线

图17 射频光子接收机在L到Ka波段的SFDR测量散点图

为了验证接收机的通信收发质量，发射端将1 MHz的QPSK信号调制到不同频率的射频载波（覆盖C波段到Ka波段）上并发射，接收端的结果分析如下。

在第一种条件下，使用背靠背传输的方式。经光子辅助前端处理产生的中频信号的射频功率为-40 dBm。测量到的随接收信号频率变化的矢量误差幅度（EVM）曲线如图18（a）所示，对应的载波频率分别是22.5 GHz、32.5 GHz和37.5 GHz，星座图如图18（b）中的（Ⅰ）、（Ⅱ）、（Ⅲ）所示。这里，小幅度的变化对应发射端光电转换器的频率响应。

在第二种条件中，使用一对相距1m、工作频段为2～24.5GHz的宽带喇叭天线进行传输。测量到的随接收信号频率变化的EVM曲线如图18（a）所示，对应的载波频率分别是12.5 GHz、18.5 GHz和22.5 GHz，星 座 图 如 图18（b）中 的（IV）、（V）、（VI）所示。与背靠背传输相比较，天线传输的性能有明显恶化。这主要是巨大的天线传输损耗造成的。这个传输损耗随频率迅速增加，当射频信号的中心频率在22.5 GHz左右时，损耗达到28 dB。以上实验结果验证了高频的射频信号可以经由射频—中频—基带信号的频率变换，最终利用实际中常见的窄带ADC完成精细处理。

图18 系统接收信号性能测试

实验验证系统实现了覆盖C波段到Ka波段的射频信号发射，只受限于光电转换器的带宽。同时，系统利用频率转换和滤波等有效手段，可以将以上波段内的信号准确地接收并处理。这种系统充分结合了微波光子处理和传统电处理的优势，同时满足了大带宽、超灵活、高分辨率和软件可编程控制等要求。据了解，这是第一次实现了同时满足以上条件，对未来无线通信的频谱资源开发有重大的意义。

4 结束语

微波光子前端，因其相对于射频前端具有更大的应用带宽、大的动态范围以及抗电磁干扰等优势，近年来引发了广泛的研究兴趣。信号处理作为大多数包含滤波和下变频的射频光子前端中的关键模块尤其被广泛研究。目前，研究人员已经提出了许多不同种类的集成信号处理器，具有可编程、高Q值、大处理范围等特点，而且有些已经应用到了光子前端的信号处理中。但目前相关技术仍然有一些困难需要克服。首先，包含耦合损耗在内的信号处理器插损较大，这在很大程度上会影响光子前端的噪底以及动态范围；其次，信号处理器的形状需要进一步的优化，如提高滚降系数，这将影响系统的信噪比；最后，信号处理器的性能需要监测和精细控制，进一步提高系统的可靠性。

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