基于CAN总线的并联式多逆变器风电并网控制系统*

彭晓珊，舒泽芳，陈 敏，陈雨青（.贵阳学院电子与通信工程学院，贵阳 550005；.贵阳学院机械工程学院，贵阳 550005；.中南大学机电工程学院，长沙 40075）

随着人们环保意识的增强及能源的日益紧缺，以风能为代表的新能源产业得到了长足的发展［1-2］。为了将由风能转换而来的电能输送到电网，通常需要由变流器将其转换为幅值、频率、相位与电网相一致的电能，从而实现系统的并网运行。由于国内MW级风力发电系统多为690V等级，且变流系统功率器件多为全控型IGBT、IGCT，造成流过功率器件的峰值电流过大。并联技术可大大增加并网逆变系统功率等级，同时实现N单元的冗余设计。

图1所示为N+1单元并联永磁直驱风力发电系统结构图，然而，如何实现N+1单元的信息交互和控制同步将直接关系到并网逆变系统的运行效率和工作可靠性［3-8］。为此，本文提出了基于CAN总线的多逆变器并联风电并网系统控制方法。建立了共直流母线并联型拓扑的等效平均模型，利用CAN总线控制各逆变器正弦参考电压的幅值以均分并网功率。采用TMS320F28335实现全数字化并联风电系统设计，并基于55 kW永磁风电样机对所提方法进行性能验证。实验表明，CAN总线同步驱动方法保证了多逆变器并联系统的数据交互性和同步性。

图1 N+1单元并联永磁直驱风力发电系统

1 三相并网逆变器拓扑结构

单个三相变换器的理想开关模型如图2所示。图中p、n分别为直流侧正、负母线。功率器件的开关函数定义如下：

以直流母线的负端为参考点，根据基尔霍夫电压电流定律建立三相变换器的开关函数模型为

式中：udc、idc分别为直流侧的电压、电流；RC分别为直流侧的电阻、电容；L为交流侧的滤波电感；ua、ub、uc分别为变换器交流侧 ABC相电压；ia、ib、ic分别为变换器交流侧ABC相电流；sa、sb、sc分别为变换器ABC相的开关函数；uAN、uBN、uCN分别为电网ABC相电压；uN为电网中点相对于参考点的电压。

图2 并网逆变器理想开关模型

2 并联逆变系统环流特性分析

在单套永磁直驱风电变流器中，由于不存在环流路径，即使存在零序电压也不会引起环流，但在共直流母线并联型系统中存在着两条环流路径，这两条环流路径均为低阻抗回路，即使零序电压很小，也会产生很大的环流，并且2个模块的零序电流大小相等，方向相反，即

为了简化系统模型对其进行坐标变换，即将模型由三相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系下。在单个PWM变流器控制时，通常进行二维坐标变换，即abc/dq变换，这是因为单个变流器零序电流为零。而对于并联拓扑结构，由于存在零序分量，常规的二维坐标变换无法得到零轴分量，因此这里采取三维坐标abc/dqo变换，定义坐标变换矩阵：

利用矩阵T就可以将三相静止坐标系下的交流量Xabc变换为两相同步旋转坐标系下的直流量Xdqz，即

根据式（1）～式（5）描述的三相静止坐标系下共直流母线并联型变流器的数学模型，由三维坐标变换可以得到同步旋转坐标系下共直流母线并联型变流器的数学模型：

由式（5）～式（9）可以得到共直流母线并联型变流器的平均模型，两机侧变换器之间零轴占空比的不一致导致的，即dz1≠dz2，通过调节dz1或dz2可以达到调节机侧环流的目的，且系统环流阻抗为两组机侧线路电阻和两组机侧电感，将并网逆变系统环流进一步表示为图3所示为α-β-z坐标系下电流矢量轨迹，电流矢量的αβ轴分量vα、vβ波形呈正弦波，且两者之间相差90°，满足并网逆变系统控制目标，但由于零轴分量iz的存在，在αβz坐标下控制矢量存在明显的振荡。因此，当并网逆变系统并联运行时，必须对零轴分量加以控制。

图3 α-β-z坐标系下电流矢量轨迹

3 180°载波移相PWM环流抑制方法

单个并网逆变器中环流通路不存在，通常不考虑零序分量。当2个变换器并联时，由于存在了环流通路，即使2个变换器零序占空比之差较小，也会形成较大的零序电流，这是因为零轴是个仅含有电感的无阻尼回路。因此在2个变换器并联时，需要考虑零序分量，如图4所示。

图4 零矢量占空比修正原理

并网逆变系统中通常采用的SVPWM方式，采用2个非零矢量Vi（i=1，2，…，6）和零矢量Vi（i=0，7）来合成控制矢量。设2个非零矢量的占空比分别为d1、d2，零矢量占空比为d0，则

当2个变换器的给定电流相等时，电流调节器输出的电压给定值基本相等，即逆变器1、2单元的非零矢量占空比等效，零序电流在dqz旋转坐标系下的数学模型简化为

可以看出，零轴与dq轴完全解耦，且为一阶系统，因此零序电流环的带宽可以设计较高，故选用PI调节器为零序环流调节器，将零序电流的给定值iz*与实际值iz作差，即可得到零矢量的修正值为

图5所示为多逆变器并联永磁直驱风力发电并网逆变系统控制框图。在电压、电流双闭环控制的基础上，2个并联的变换器均分电流，通过2个SVPWM模块实现载波移相180°完成多重化调制。为了控制零序环流，仿照d轴和q轴电流控制的原理引入z轴反馈控制。将环流指令值iz*设置为0，检测每个变换器实际的z轴电流，将这2个电流的差经过PI调节器，然后根据d、q和z轴电流PI调节器输出综合SVPWM调制电压矢量u*。可以看出，保证逆变器1、2在信息上的交互以及PWM输出脉冲的同步性意义重大。

图5 多逆变器并联永磁直驱风力发电并网逆变系统控制框图

4 多逆变器并联CAN总线系统结构

基于CAN总线的多逆变器并联风电并网系统通信架构如图5（a）所示，采用总线式多主多从网络拓扑结构。整个控制系统由3部分组成：CAN总线、上级PC机、DSP控制系统。系统采用PC机作为监控主机，实现对各节点的监控和管理；CAN总线接口卡完成CAN协议的物理层和数据链路层功能，实现PC机与CAN总线之间的通信；各从节点通过DSP完成数据的收发和对交流电机的控制。图5（b）为55 kW永磁直驱风力发电机组并网逆变系统实验样机。主回路部分：电网电压为380 V/50 Hz，网侧电抗器L=0.8 mH；直流侧电容C=5 mF。主控制器为TI公司的浮点型DSP（TMS320F28335），逻辑控制器为赛灵思公司的FPGA（Sparten3E），IGBT单元为Semi⁃kron公司的75GB124D。

图6 多逆变器并联风电并网系

图7为并联多重化前后三相逆变器的电压、电流及其FFT分析结果，图中uab1为逆变器1的AB线电压，ia1为逆变器1的A相电流，uab为多重化后的并网AB相线电压，ia为网侧的A相电流。可以看出，多重化技术效果显著，线电压由3阶梯PWM波形增加至5阶梯，电压正弦度和对电网du/dt冲击均得到改善，相应的网侧电流ia的高频纹波也得到有效抑制。进一步FFT频谱分析结果可知，系统开关频率5 kHz附近的特征次谐波已被完全消除，系统等效开关频率已由实际的5 kHz增长至10 kHz，网侧电流谐波的总畸变率THD（Total Harmonic Distortion）由12.5%降低至5.2%，并网电流品质得到大幅改善。

图8为零序环流的控制效果图，图中ia1、ia2为逆变器1、2的A相电流，iz1、iz2为变换器间的z轴电流。从图8（a）中可以看出，无零序环流控制时，相电流ia1、ia2严重不平衡，系统存在峰值20 A的零序环流iz；图8（b）中加入零序环流控制以后，相电流ia1、ia2平衡度明显提高，系统零序环流iz得到有效抑制。从图8（c）可以看出，电网侧变换器的多重化效果十分明显，开关频率5 kHz附近的谐波已经几乎完全抵消掉了。多重化后系统的开关频率相当于10 kHz，这样可以大大减小进入电网的谐波电流，更好地满足风力发电系统的并网标准。

图7 多重化前、后逆变器电压、电流及频谱分析结果

图8 环流抑制单元投入前、后运行结果

6 结论

针对多逆变器并联风力发电并网系统同步运行控制问题，提出了基于CAN总线的多逆变器并联风电并网系统控制方法，并基于55kW样机对所提方法进行性能验证，可以得出以下结论：

（1）将多逆变器并联载波移相PWM技术应用于PMSG并网逆变系统中，可有效提升系统等效开关频率，保证并网逆变系统电网接入端口的电流品质；

（2）CAN总线同步驱动方法保证了多逆变器并联系统的数据交互性和同步性，实现了PMSG风力发电系统平滑、无冲击并网，保证了并网接入点的动、稳态电能品质。

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彭晓珊（1978-），男，汉族，湖南岳阳人，硕士，副教授，主要研究领域为应用电子技术；

舒泽芳（1979），女，汉族，贵州贵阳人，硕士，副教授，主要研究领域为现场总线应用技术。