一种高效率次级谐振单级反激PFC变换器

李 郎，杨岳毅，曾怡达

（1.西南交通大学电气工程学院，成都 610031；2.郑州铁路职业技术学院机车车辆学院，郑州 450003）

一种高效率次级谐振单级反激PFC变换器

李 郎1，杨岳毅2，曾怡达1

（1.西南交通大学电气工程学院，成都 610031；2.郑州铁路职业技术学院机车车辆学院，郑州 450003）

针对传统单级反激功率因数校正PFC（power factor correction）变换器存在工作效率低、变换器开关管和输出二极管电压应力大等缺点，研究了一种次级谐振单级反激PFC变换器，不仅能够合理利用次级漏感能量，提高变换器效率，而且有效解决了传统单级反激变换器开关管、输出二极管电压应力较大的问题；同时还分析了次级谐振单级反激PFC变换器工作于电感电流断续模式DCM（discontinuous current mode）时的工作模态及其稳态工作特性，并将该变换器应用于LED驱动电路。最后，通过实验验证了理论分析的正确性。

功率因数校正；断续导电模式；次级漏感谐振；LED驱动

引言

考虑多路输出和安全，小功率LED驱动电路常采用单级反激功率因数校正PFC（power factor correction）变换器［1］。但传统的单级反激PFC变换器由于变压器漏感严重影响了电路的工作效率（一般只有80%左右），还造成变换器开关管和输出二极管的电压应力过大［2］。为了解决这些问题，可以在单级反激PFC变换器一次侧加入LCD吸收电路，这样不仅增加了器件数，而且效率不高［3］。但在单级反激PFC变换器一次侧增加漏感回馈通路，可以提高工作效率，但PF值低［4］。

本文在传统单级反激PFC变换器的二次侧加入一个谐振电容和一个快恢复二极管构成的次级谐振单级反激PFC变换器，分析了工作在DCM模式下的次级谐振单级反激PFC变换器的工作模态以及正输入电压情况下该变换器的工作特性。分析结果表明，该驱动电路不仅提高了变换器的工作效率，而且有效解决了传统单级反激PFC换器开关管、输出二极管电压应力较大的问题，并且也可以实现开关管的软导通和二极管的零电流关断。

1 工作原理分析

新型次级谐振反激PFC变换器由二极管整流桥、输入电容Cin、变压器T、开关管S、谐振支路Cr和二极管Do1、输出二极管Do2和输出电容Co组成，如图1所示。

为了简化分析，假设：①输出电容Co足够大，输出电压保持不变；②变压器漏电感很小，谐振电容Cr远小于输出储能电容Co；③不考虑开关器件寄生参数的影响。

图1 次级谐振单级反激PFC变换器Fig.1 Secondary side resonant single-stage flyback PFC converter

1.1 输入电压正半周时工作模态分析

次级谐振单级反激PFC变换器的工作模态与传统单级反激PFC变换器相似，其输入电压正半周工作模态与负半周时相同。为简化分析，假设：①开关周期T远小于交流输入电压周期Tl，在每一个开关周期内，交流输入电压保持不变；②输出电容Co足够大，输出电压Vo保持不变；③变压器次级漏感Llr远小于初级励磁电感Lm；④谐振电容Cr远小于输出电容Co；⑤初、次级匝比为n，即NP/NS＝n。设变换器的交流输入电压为：vin=Vmsin（ωt），其中Vm为交流输入电压峰值；ω＝2π/Tl。

输入电压正半周时，工作于DCM模式下的次级谐振反激PFC变换器存在4个工作模态，其主要工作波形如图2所示。

图2 正输入电压时变换器工作模态的主要波形Fig.2 Key waveforms for converter operation mode in positive input voltage

模态1［t0～t1］：t0时刻，开关管S导通，励磁电感Lm两端电压等于输入电压Vin，励磁电感电流线性上升；次级漏感Llk与谐振电容Cr发生谐振，二极管Do1导通，二极管Do2关断；电容Co向负载放电。t1时刻，次级电流is谐振到0，模态1结束。在t0～t1期间，励磁电感电流iLm与次级电流is耦合到初级的电流叠加构成初级电流ip，则谐振电容电压、初次级电流与励磁电流分别为

模态2［t1～t2］：t1时刻，次级电流is谐振到0，二极管Do1零电流关断，二极管Do2承受Vo-ΔvCr而保持关断；电容Co向负载放电。t2时刻，开关管S关断，模态2结束。在t1～t2期间，开关管S导通，励磁电感电流iLm继续线性上升，初级电流ip等于励磁电流iLm，谐振电容电压vCr保持为Vin/n+ΔvCr。为了在模态2期间实现二极管Do1的零电流关断，开关管需要在谐振支路发生谐振的半个周期后关断，即需满足

式中，D1T为开关管在一个稳态开关周期内的导通时间。

模态3［t2～t3］：t2时刻，开关管S关断，二极管Do2导通，二极管Do1关断；电感电流is向电容Co充电并向负载放电；由于变压器次级漏感Llr远小于初级励磁电感Lm，谐振支路的谐振可以忽略。t3时刻，次级电流is衰减到0，模态3结束。在t2～t3期间，谐振电容电压为

由图2可知，谐振电容Cr电压在一个稳态开关周期内变化量为2ΔvCr。根据谐振电容Cr电荷平衡原理，可得ΔvCr为

式中，D2T为一个开关周期内次级电流衰减到0的时间。

由式（7）可知，在一个稳态开关周期内，谐振电容Cr的电压变化量较小，一般可以忽略不计。谐振电容电压平均值vCr＝Vin/n，因此可得次级电流为

模态4［t3～t4］：t3时刻，由于次级电流is衰减到0，谐振电容两端电压下降为-Vo-ΔvCr，二极管Do2零电流关断，二极管Do1承受电压Vin-ΔvCr而保持关断，电容Co向负载放电以维持输出电压不变。t4时刻，开关管S再次导通，模态4结束。

依据励磁电感Lm伏秒平衡原理，结合式（3）与式（8）可得

2 次级谐振反激PFC变换器特性分析

2.1 电压增益分析

将vCr＝Vin/n带入式（9）可得在交一个稳态开关周期内，该变换器的直流稳态增益为

负载电流Io为

结合式（10）与式（11）可得

其中，τ1＝Lm/RT。

2.2 输入电流特性分析

在一个开关周期内，工作于DCM模式的次级谐振单级反激PFC变换器的初级电流由励磁电感电流与次级电流耦合到初级的电流叠加构成，如图3所示。则初级电流平均值iPavg、励磁电感电流平均值iLmavg与次级电流平均值iSavg分别为

将式（14）与式（15）代入式（16）得

将式（10）代入式（17）可得

由式（18）可知：由于次级谐振支路的影响，次级谐振单级反激PFC变换器的输入电流平均值不仅与开关管导通时间有关，而且与α值有关；当开关管导通时间不变，α值越小，次级谐振单级反激PFC变换器的平均输入电流正弦度越高。

图3 新型次级谐振反激PFC变换器输入电流波形Fig.3 Input current waveform of new secondary resonant flyback PFC converter

3 实验分析

基于单电压环控制策略，搭建了DCM模式下应用于LED驱动的次级谐振反激PFC变换器的实验样机，样机参数为：输入电压Vin为85～135 Vrms，Po＝60 W，Io＝500 mA，fl＝50 Hz，f＝50 kHz，Lm＝402 μH，Cin＝0.22 μF/400 V，Co＝470 μF/250 V，Lr＝4.2 μH，Cr＝0.66 μF。样机的MOSFET选用SMK12N65，次级快恢复二极管采用MUR1560，LED的恒流控制采用LT494芯片和光耦隔离驱动芯片HCPL3120实现。当交流输入电压为85 Vrms时交流输入电压与输入电流波形如图4所示，开关管电压及输入电流波形如图5所示，次级谐振单极反激PFC逆变器的二极管电压及次级电流波形如图6所示。

图4 交流输入电压与交流输入电流波形（Vin=85 V）Fig.4 Waveforms of input line voltage,input current Vin=85 V

由图4可见，工作在DCM模式下，变换器的输入电流与输入电压同相位，且输入电流很好地跟踪了输入电压，实现了功率因数的校正功能。

图5 开关管电压Vs与输入电流ip波形Fig.5 Waveforms of switch voltage Vsand input current ip

由图5可见，工作于DCM模式的样机开关管实现了软导通，从而降低了开通损耗。若不考虑初级漏感的影响，次级谐振单级反激PFC变换器的开关管电压应力小于传统单级反激PFC变换器的开关管电压应力。由于谐振支路的作用，次级谐振单级反激PFC变换器的开关管电压被箝位于nVo+ΔvCr与nVo-ΔvCr之间。

图6 次级谐振单级反激PFC变换器的二极管电压与次级电流波形Fig.6 Waveforms of D02voltage and secondary current for secondary resonant single stage flyback PFC converter

由图6可见，次级谐振单级反激PFC变换器中的快恢复二极管Do1、Do2均能够实现零电流关断，有效地消除了二极管的反向恢复损耗，且快恢复二极管承受电压最大值为Vo。

在相同实验样机上，通过增减谐振电容和二极管比较次级谐振单级反激PFC变换器与传统单级反激PFC变换器的效率，如图7所示。由图7可见，本文研究的次级谐振单级反激PFC变换器的最大效率可达91%，比传统单级反激PFC变换器效率高3%。

4 结语

本文研究了一种应用于LED驱动的次级谐振单级反激PFC变换器，详细分析了该变换器工作在电感电流断续模式下的工作过程。分析及实验结果表明：工作在电感电流断续模式下，该变换器能较好地实现功率因数校正功能，提高了变换器的效率，有效解决了传统反激PFC变换器开关管、输出二极管电压应力较大的问题，并且也可以实现开关管的软导通和二极管的零电流关断。最后，通过实验验证了理论分析的正确性。

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A High Efficiency Flyback PFC Converter with Secondary Side Resonant Circuit

LI Lang1，YANG Yueyi2，ZENG Yida1
（1.School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China；2.School of Locomotive and Rolling Stock，Zhengzhou Railway Vocational＆Technical College，Zhengzhou 450052，China）

To improve the problems of low efficiency，high voltage stress for the switch and diode，a secondary side resonant single-stage flyback PFC converter is studied，which can improve efficiency by recycling the energy of the secondary side leakage inductance and alleviate the high voltage stress of the switch and diode.The working mode of the secondary side resonant single-stage flyback PFC converter in DCM is analyzed and the steady state characteristic is studied，and the converter is applied to the LED driver circuit.Finally，the theoretical analysis is verified by experimental results.

power factor correction；discontinuous current mode；secondary side resonant；LED driver circuit

李郎

李郎（1990-），男，硕士生，研究方向：功率因数校正技术，E-mail：aerfand beta@163.com；

杨岳毅（1987-），男，硕士生，研究方向：功率因数校正技术，E-mail：yyy94227@163.com；

曾怡达（1973-），男，博士生，副教授，主要研究方向：功率开关变换器、软开关技术和电力系统信号分析，E-mail：yidaz@126.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.56

：TM 46

：A

2014-07-31

中央高校基本科研业务费专项资金项目（SWJTU 2011CX003EM）

Project Supported by the Fundamental Research Funds for theCentralUniversities（SWJTU2011CX003EM）