一种新型正-反激变换器的研究

何 林，曾怡达，朱仁伟，马智文

（1.西南交通大学电气工程学院，成都610031；2.西南交通大学电气工程系，峨眉山614202）

一种新型正-反激变换器的研究

何 林1，曾怡达2，朱仁伟1，马智文1

（1.西南交通大学电气工程学院，成都610031；2.西南交通大学电气工程系，峨眉山614202）

在传统对称式电阻、电容、二极管RCD（resistance capacitance diode）箝位正激变换器基础上，通过引入中间电容和用开关管代替副边的一个二极管，提出了一种具有正反激功能的新型变换器。该变换器在继承传统对称式RCD箝位正-反激变换器的高效率、占空比可大于0.5和低开关管电压应力优点的同时，进一步拓宽输入电压变化范围和提高输出电压增益。首先分析了变换器工作于激磁电流连续导电模式MCCM（magnetizing current continuous mode）的工作过程，详细分析了 MCCM和激磁电流断续导电模式 MDCM（magnetizing current discontinuous mode）2种模式下的宽范围和增益特性以及原/副边开关管实现零电压转换ZVS（zero voltage switch）的条件；然后确立了在一定漏电感功率下箝位电阻值与箝位电容电压之间的函数关系曲线，并以此作为选取箝位电阻参考。最后，通过一台实验样机验证了理论分析的正确性。

正反激变换器；宽输入；对称式电阻、电容、二极管RCD箝位

引言

正-反激变换器是一种同时工作在正激和反激两种模式下的高效率、高功率密度的变换器，随着市场对变换器功率密度和效率的要求不断提高，正-反激变换电路得到了广泛的研究与运用［1-3］。

双管正激变换器克服了单管正激变换器中开关电压应力高的缺点，而且不需要采用特殊的复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位。与全桥变换器或半桥变换器相比，它不存在桥臂直通的问题，可靠性高。双管正激变换器经过二极管交错箝位作为变压器的复位电压，但其可工作占空比D在0%～50%之间，宽范围适应性差。文献［4］提出一种RCD箝位的双管正激变换器，解决了工作占空比范围限制的问题，但其输出输入电压比（VO/Vin）是关于占空比D的一次函数关系，因此也不适合于较宽输入电压范围场合；而且随着工作占空比的增大，其励磁电感电流能量的很大一部分将会消耗在箝位电路电阻上，对效率影响较大。传统的Flyback变换器可工作占空比范围为0%～100%，输出输入电压比（Vo/ Vin）是关于D/（1-D）的函数关系，具有高增益特性，适合于宽输入电压范围［5］。但由于变压器励磁能量储存的限制，同时输出电压纹波较大，不适合应用在功率较大和输出电压质量要求较高的场合。

本文提出了一种对称式电阻电容二极管RCD（resistance capacitance diode）箝位的正-反激变换器。通过分析激磁电流连续模式MCCM（magnetizing current continuous mode）模式下的工作模态以及与激磁电流断续模式MDCM（magnetizing current discontinuous mode）两种模式下的宽范围特性与增益表达式，比较了两种工作模式下的性能特性以及原/副边开关管实现零电压转换ZVS（zero voltage switch）的条件，同时利用功率平衡表达式推导了在一定漏电感功率下不同箝位电阻值与箝位电容电压关系式，并绘制其函数曲线作为设计箝位电阻参考准则。最后通过搭建1台输入电压100～340 V、输出电压/电流48 V/3 A的实验样机，并验证了理论分析的正确性。

1 工作原理

图1为对称式RCD箝位的正反激变换器主电路结构。为了简化分析，作如下假设：（1）Llkp、Llks分别为变压器原副边等效漏电感，Lm为变压器激磁电感，其等效电路如图2所示；（2）除去主开关管Q1、Q2、Q3的寄生输出结电容Coss1、Coss2、Coss3外，所有半导体器件均为理想器件；（3）输出滤波电容Co与储能电容C1由于足够大，可以视为恒压源；（4）开关管Q1、Q2、Q3同时导通同时关断，没有时间差。对一个开关周期T内变换器工作在MCCM和滤波电感电流连续模式LCCM（filter inductance current continuous mode）下的工作模态分时段进行分析。连续模式下各阶段的等效拓扑如图3所示。

图1 对称式RCD箝位正-反激变换器Fig.1 Forward-flyback converter with symmetrical RCD absorption

图2 对称式RCD箝位正-反激等效电路Figure.2 Equivalent circuit of forward-flyback with symmetrical RCD absorption

阶段 1［t0，t1］：t0时刻，开关管 Q1、Q2、Q3均导通，激磁电流im线性上升，变压器副边与电容电压叠加，变换器工作在等效正激方式，副边二极管D0关断，则该阶段激磁电流变化量Δim可以表示为

阶段2［t1，t2］：t1时刻，开关管Q1、Q2、Q3同时关断，原边漏电感Llkp与寄生电容Coss1、Coss2谐振作用，副边漏电感Llks与Coss3谐振作用，由于副边漏电感电流峰值与滤波电感L1相同，故副边二极管D0维持关断状态。

阶段3［t2，t3］：t2时刻，开关管Q1与Q2上电压之和等于Vin、VC2、VC3之和，漏电感电流ilkp开始通过二极管D1、D2向Vin、VC2、VC3流动，伴随着VC2与VC3的轻微上升，开关管Q1与Q2上电压也跟随上升。由于副边漏电感电流下降速度比滤波电感快，因而副边二极管D0导通。

阶段4［t3，t4］：t3时刻，变压器原副边漏感放电完毕，副边电流is反向，激磁电流通过变压器副边与VC1、D0、Q3流通，工作在Flyback状态。同时滤波电感继续通过D0续流。由于开关管Q3上电压与is非关联，is通过电容C4与Coss3流通使其电压下降。

阶段5［t4，t5］：t4时刻，电容Coss3上电压已经下降为0，电流is将通过开关管Q3的体二极管流通构成Flyback状态，t5时刻整个开关周期结束。

图3 连续模式下各阶段等效拓扑Fig.3 Equivalent topological of stages in MCCM mode

2 变换器特性分析与设计

传统变换器输出输入电压比（Vo/Vin）关于占空比D的函数表达式通常有4种情况：D，1/（l-D），D/（1-D），D（1-D）。这4种表达式在宽范围输入场合适用性为D/（1-D）＞1/（1-D）＞D＞D（1-D）。

（1）励磁电流连续状态

由图3阶段5关于变换器工作于Flyback模式的工作原理分析可知，变换器工作在MCCM模式时中间级电容C1上电压与传统Flyback具有相同的电压表达式［6］，即

式中：n为变压器原边与副边的匝数比。

根据变换器工作在MCCM模式与LCCM模式的特点，结合伏秒平衡关系得出输出电压为

式中，Vs为开关管导通时变压器的二次侧电压。变换器输出/输入表达式中含有D/（1-D）项，与传统Flyback变换器工作在MCCM模式时具有相同的输出电压表达式，因而具有很好的宽范围特性，调节变压器原边与副边匝数比n即可提高输出电压增益。但是由于变换器二次侧等效BUCK电路作用，比传统Flyback变换器输出电压纹波更有优势。MCCM模式下主要电压电流波形如图4所示。

图4 MCCM模式下主要电压电流波形Fig.4 Key current and voltage waveforms in MCCM mode

由图4中is和波形可知，在开关管关断期间，开关管Q3上电容C4在副边漏电感作用正向充电，漏电感放电结束，变换器工作在Flyback模式，电流is通过体二极管流通，实现开关管Q3零电压转换。由于副边漏电感作用，使得Coss3上电压持续上升，直到漏电感能量释放完毕，尽量减小变压器二次侧漏电感可以有效控制开关管Q3上的漏电感造成的电压尖峰。在变换器工作于Flyback模式时，如图3的阶段4所示，开关管Q3由于反向电流is的作用，电压将会变为0，实现零电压转换（ZVS）。但如图4所示，由于激磁电流处于连续状态，没有能够实现开关管电压减小的回路，原边开关管在MCCM模式下不能实现原边开关管零电压转换（ZVS）。

当变换器稳定工作于D≤0.5时，由于此时变换器工作于MCCM模式，根据式（2）可得原边RCD箝位回路的箝位电压始终大于变压器匝数比n倍于，不需要额外的励磁电感能量去保证形成Flyback模式所需的原边箝位电压，原边仅有漏电感能量完全传递至交错RCD吸收回路，此时漏电感吸收功率可以表示为三部分功率的叠加，即

小部分能量消耗在电阻R1与R2上，由于对称式RCD箝位电路的作用，，所以有电容C2与C3以及输入电源Vin上吸收的功率之比为

根据功率平衡关系可知：箝位电容吸收功率完全消耗在箝位电阻上，因而箝位电阻吸收功率可以表示为

根据式（4）、式（6），可以得出箝位电容电压VC与输入电压Vin、箝位电阻R、漏电感吸收功率Plkp之间的关系为

当电路稳定工作于D＞0.5时，根据式（7）得出箝位电容电压受箝位电阻R以及漏电感吸收功率Plkp影响，此时原边交错RCD箝位回路电压必须大于Flyback模式形成的反射电压，以保证电路正常工作。则原边箝位电压必须满足

因而交错RCD箝位电路电阻R1与R2的选取十分关键。若取值过小，在电路工作于D＞0.5时，为满足式（8）的箝位工作条件，部分励磁电感能量将进入对称式RCD箝位回路，造成更大的能量损耗，影响变换器整体工作效率，甚至出现磁回复不足造成变压器饱和；若取值过大，根据式（7）及图4，则吸收电容C2与C3上电压将会很高，造成开关管电压应力增大。

当漏电感功率Plkp固定为10 W时，不同的箝位电阻下输入电压与箝位电容电压之间的关系曲线如图5所示。在同一输入电压情况下，箝位电阻越大，箝位电容上的电压也越大，相应的损耗也越高。但如果箝位电阻过小，相应的箝位电容电压也越小，无法满足式（8）的条件要求。因此，可以根据曲线选取合理的箝位电阻值，以满足变换器各方面的性能要求。

图5 输入电压与吸收电容电压的关系Fig.5 Relationship of Input voltage and absorption capacitance voltage

（2）励磁电流断续状态

变换器工作在MDCM模式时，中间级电容C1的电压与Flyback变换器工作在励磁电流断续模式相同，则其电压与输入电压的关系［6］为

式中，0＜k≤1，其取值与励磁电流的不连续程度有关。在同一占空比D情况下，励磁电流断续模式相比于连续模式下有更高的电压增益，更加适宜宽范围输入情况。

由图6开关管两端电压波形可见，当变换器工作于MDCM模式时，原边开关管等效结电容与励磁电感谐振使开关管两端电压降低至0。实际应用中，若控制变换器的时间满足励磁电感电流过0时t≤t4-t2，就能够实现原边开关管零电压转换ZVS。

图6 MDCM模式下主要电压电流波形Fig.6 Key current and voltage waveforms in MDCM mode

副边开关管Q3在工作于MDCM模式时，由于存在励磁电感为0的时期，这一时期副边等效励磁电感Lms、Coss3、中间级电容C1将会发生谐振，开关管Q3上电压将发生震荡，由于线路阻抗的作用，最终电压值衰减到与相等，因而在MDCM模式下不能实现副边开关管零电压转换ZVS。

图7 主电路实验样机Fig.7 Main circuit experiment prototype

3 实验结果

本文设计了1台规格为输入电压100～340 V、输出电压48 V、输出电流3 A的实验样机，如图7所示，验证对称式RCD吸收双管正-反激变换器的工作原理。本设计包括了MDCM和MCCM两种模式，实验参数如下：主开关管Q1，Q2，Q3：IRFP460；副边整流二极管D0：RHRG30120；原边吸收电路二极管D1、D2：RS2M；吸收电阻R1，R2：500 Ω；吸收电容C2、C3：1 000 V/1 μF；中间电容C1：250 V/220 μF；输出滤波电容CO：250 V/470 μF；变压器匝比n＝70∶30；Lm＝1 mH；滤波电感L1=1.2 mH。

图8 输入100 V满载和ip的波形Fig.8 Experimental waveforms ofand ipwith 100 V input and full load

图9为输入100 V满载时变压器副边电流is与开关管Q3两端电压的波形。由于副边漏电感作用，在开关管关断瞬间上升至160 V，很快下降至0直到开关管Q3导通，实现ZVS。

图9 输入100 V且满载时和is的波形Fig.9 Experimental waveforms ofand iswith 100 V input and full load

图10为输入340 V满载时变压器副边电流is与开关管Q3两端电压波形，由于副边漏电感作用，在开关管关断瞬间上升到100 V，很快在副边电流作用下下降至0，在激磁电流下降为零后，开关管Q3两端电压出现震荡，但最终将稳定于等大的电压值140 V。

RCD交错箝位电容C3上电压和原边绕组电流ip波形如图11所示，由图可以看出，在开关管关断瞬间，上电压先升至70 V，然后由于电阻消耗导致下降到32 V。

图10 输入电压340 V时和is的波形Fig.10 Experimental waveforms ofand iswith 340 V input voltage

图11 输入电压100 V时和ip波形Fig.11 Experimental waveforms ofand ipwith 100 V input voltage

图12是不同输入电压下变换器在满载和半载时的效率曲线。在输入电压Vin＝300 V时变换器满载达到最高的94%，这是因为在此电压时RCD吸收电路损耗率达到最低。同时在半载时最高效率出现在输入电压180 V时，达到92%，随着电压升高漏电感吸收功率占总输入功率比例增加以满足反激工作模式正常进行，造成RCD吸收电路损耗率增加，从而出现效率降低的情况。

4 结语

本文提出了一种具有正反激功能的新型变换器。该变换器采用基于双管结构的对称式RCD箝位电路吸收漏电感能量，将大部分漏电感能量回馈至输入端，能够实现高效率并且占空比可大于0.5和低开关管电压应力。分析了在一定漏电感功率下箝位电路电阻大小与箝位电容电压之间的函数关系曲线，理论分析与实验结果表明：变换器在工作于MCCM模式与MDCM模式都具有良好的宽输入电压范围以及高增益的能力，变换器工作于MDCM模式下满足一定条件能够实现原边开关管ZVS，且变换器工作于MCCM模式时还能直接实现副边开关管ZVS，变换器工作于满载时效率最高达到94%。因此该变换器适用于高增益、宽输入电压范围、效率要求较高的场合。

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Study on A Novel Forward-flyback Converter

HE Lin1，ZENG Yida2，ZHU Renwei1，MA Zhiwen1
（1.School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China；2.Department of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Emeishan 614202，China）

On the basis of the forward converter with symmetric resistance capacitance diode（RCD）clamp，a kind of converter with forward-flyback function is proposed by introducing intermediate capacitance and a switch tube to replace the secondary diode.Not only it possesses the merits oftraditional forward-flyback converter with high efficiency，working duty ratio bigger than 0.5 and low switch voltage stress，but also it further broadens the input voltage range and improve the gain of output voltage.Firstly,his paper analyses the working process of magnetizing current continuous mode（MCCM），and analyses the characteristic of wide input range and voltage gain in MCCM and magnetizing current continuous mode（MDCM），the realization condition of zero voltage switch（ZVS）on the primary and secondary switching tube.Then,the paper establishes the function relation curve between the clamping capacitance voltage and clamp resistance under a certain leakage inductance power which acting as reference to choose clamp resistance.Finally，an experimental prototype is manufactured to verify the working theory in the laboratory.

forward-flyback converter；wide input range；symmetric RCD（resistance capacitance diode）clamp

何林

何林（1990-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：电力电子拓扑和控制研究，E-mail：hsqwenster@126.com；

曾怡达（1973-），男，博士，副教授，研究方向：功率开关变换器、软开关技术和电力系统信号分析，E-mail：yidaz@126.com；

朱仁伟（1991-），男，硕士研究生，研究方向：电力电子拓扑和控制研究，E-mail：zhurenweiyeah@163.com；

马智文（1992-），女，硕士研究生，研究方向：功率因数校正技术，E-mail：120898376@qq.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.87

：TM 46

：A

2014-07-05

中央高校基本科研业务费专项基金项目（SWJTU 2011CX003EM，SWJTU2011ZT002EM）.

Project Supported by Fundamental Research Funds for the Central Universities（SWJTU2011CX003EM，SWJTU2011-ZT002EM）