米波雷达发射激励源设计

张 飞

（中国电子科技集团公司38所，合肥230088）

0 引 言

数字化、软件化是现代雷达发展的一个重要趋势，这一趋势要求将模数／数模变换器件尽可能地靠近天线［1］，从而通过数字处理的方式完成雷达的收发功能，以提高雷达的灵活性。射频波形形成技术就是这一趋势的产物，它省却了混频器，利用直接数字合成（DDS）技术直接在射频产生所需的雷达波形。

DDS技术在传统雷达中的应用受到器件发展水平和雷达工作频率的限制，一般只限于在中频或基带产生雷达波形。近年来，新体制雷达的发展对雷达波形的需求越来越高，通道数更多、信号形式更复杂、带宽更宽、变化更灵活是普遍的趋势。在各种新体制米波雷达的研制过程中，随着器件水平的发展，同时也由于该类雷达工作频段相对较低，射频波形形成技术成为解决以上需求的有效手段。DDS输出的波形信号经滤波放大后作为激励信号直接提供给发射机。

1 系统设计

以某雷达为例，整机需要激励源产生数十路发射激励信号供给发射机，雷达工作于米波段，其工作带宽超过50%，除了可以实现频率捷变外，还要求各路发射激励信号的频率各不相同，各路激励信号之间的频率关系实时可变。针对这一情况，采用射频波形形成技术以满足上述要求。

系统的原理框图如图1所示，其包括波形产生电路和滤波放大电路。波形产生电路可以通过同步串口或光纤受控于雷达整机。其中的参数控制在现场可编程门阵列（FPGA）中实现，按照整机送来的雷达工作模式和工作时序产生DDS芯片所需的各种控制信号，并在整机控制下实时改变。DDS芯片选用某厂家的1GHz／14bit芯片XXXX10，在射频直接产生雷达整机所需的波形信号。为了改善整机的带外杂散特性，在滤波放大电路中设计了开关滤波器组，通带随着雷达的工作频点变化，滤除瞬时工作频带以外的杂散信号。功率放大模块将经过开关滤波的信号放大至合适的功率，作为激励信号提供给雷达发射机。

图1 系统原理框图

2 DDS工作原理

DDS，即直接数字频率合成，其输出信号的3个参量（频率、相位、幅度）都由控制字来决定，即通过改变相位累加器输入端的频率控制字来实现频率控制，通过改变相位累加器输出端的相位来实现相位控制，通过改变波形存储器输出端的幅度来实现幅度控制［2］。DDS的工作原理如图2所示，其一般由相位累加器、波形存储器、数模转换器、低通滤波器、参考时钟组成。在参考时钟控制下，相位累加器对频率控制字K进行线性累加，通过得到的相位码φ（n）对波形存储器寻址，使之输出相应的幅度码，经过数模转换器得到对应的阶梯波，最后经低通滤波得到连续变化的波形［3］。

图2 DDS工作原理

笔者在设计中所选用的XXXX10是一款高性能DDS芯片，内部集成了14bit数模转换器（DAC），最高工作频率可达1GHz。作为一个数字可编程的高频率模拟信号合成器，该芯片可以灵活产生高达400MHz的正弦波信号。用户可以对芯片的3个参数（频率、相位和幅度）进行控制。在1GHz时钟速率下，频率分辨率可达0.23Hz，芯片同时还具有快速相位和幅度选择能力。

用户通过串口对芯片的内部寄存器进行编程，从而实现对芯片的控制。芯片内部集成了静态随机存储器（RAM），以实现频率、相位、幅度等多种调制方式的组合。芯片还可以工作于数字斜率产生（DRG）模式，在该模式下，频率、相位、幅度可以随着时间作线性变化，而变化的参数由用户定义，可以在线编程。如果需要实现更高级的调制功能，用户还可以通过一个高速并行数据输入接口对芯片各项参数直接进行控制。其主要特性如下：DDS时钟频率1GHz；相位累加器位数32位；集成数模转换（DAC）位数14位；控制方式串口；供电电压为3.3V／1.8V。

3 电路设计

3.1 同步设计

就上述激励源而言，系统的工作频率高达800MHz，而整机采用数字波束形成（DBF）体制，要求各路发射激励信号之间的相位关系保持恒定，发射激励的多通道同步问题就成为系统设计的一个关键。为了保证各通道之间的相位同步，提供给DDS的工作时钟与系统时钟必须完全同步。另外，对于DDS控制信号中的异步信号，可以使用由同步时钟在FPGA中产生的高速时钟实现，对于控制信号中的同步信号，比如DDS所需的“io＿update”信号，在使用高速时钟产生后，再通过先入先出（FIFO）寄存器在该高速时钟与由DDS送来的配置时钟（由DDS工作时钟在芯片内部分频产生）之间进行一次切换，从而避免可能带来的竞争冒险现象，保证各通道之间相位同步。

如图3所示，FIFO的写时钟为系统的同步时钟。读时钟由DDS工作时钟经过分频后送出至FPGA，在经过FIFO后，使用该时钟对信号进行2次触发后送出。在经过这一处理后，可以保证系统实现各通道之间的同步。

3.2 线性调频信号步进值的确定

在工程实际中，通过对输出信号频率进行步进增加的方式合成线性调频信号。所需线性调频信号的带宽、时宽由系统需求确定，只要选定频率步进的时间间隔，即可计算出每次步进的频率值。在确定频率步进的时间间隔时，主要考虑以下2个因素：

图3 FIFO的使用

（1）对脉压旁瓣电平的影响

如果线性调频信号步进点数太少，脉压后的旁瓣抑制特性将会变差，随着步进点数的增加，旁瓣特性逐渐逼近理想值。据现有文献介绍，步进点数最少应为信号的时宽带宽积［4］。

（2）DDS累积误差的考虑

在一些时宽较长而带宽较窄的系统中，常会出现DDS输出频率的累积误差导致脉压效果受到影响的现象，现以本设计所选用的XXXX10应用为例加以说明。

如图4所示，当脉宽较长时，线性调频信号频率的累加会产生一定的累积误差，当带宽较窄时，这一累计误差足以影响脉压效果。图中实线为理想脉压结果，虚线为存在累计误差时的脉压结果。

图4 累计误差对脉压的影响

当使用数字斜率产生（DRG）模式产生所需的线性调频信号时，信号产生机制的核心是一个32位的累加器，该累加器由可编程计时器来控制时序。计数器的时钟是DDS工作时钟，该时钟频率是DDS系统时钟的1／4。计数器建立了累加器在进行更新时所需的时间间隔。在进行正向步进和负向步进时，该时间间隔分别由独立的变量控制，如式（1）、式（2）所示：

式中：P和N分别为某32位寄存器的高16位数值和低16位数值，P定义了进行正向步进时的时间间隔，而N定义了进行负向步进时的时间间隔。

在该模式下，芯片可以分别进行频率、相位和幅度步进，由数字斜率控制目标（DRD）寄存器决定。本文需要产生线性调频信号，可将该寄存器设置为“00”，从而使得芯片工作于频率步进状态，频率步进值S为：

式中：M值由数字斜率步进（DRS）寄存器决定，该寄存器有64位，高32位数据和低32位数据分别控制负向和正向的步进值，M值选取时的舍入误差是累计误差的产生原因，不同的步进时间间隔对应着不同的累计误差。

为了选择合适的步进时间间隔，从而将累积误差控制在允许范围内，笔者编写了专门的程序，其流程如图5所示。以产生带宽300kHz、时宽2ms的线性调频信号为例，得到P值的设置和调频累积误差的关系，如图6所示。

在工程实际中，需要综合考虑上述2个因素，可以按图6中所示选择一些累积误差接近于0的P值，在这一前提下，P值应该尽量小，以增加频率步进点数，提高脉压的旁瓣特性。

3.3 电磁兼容设计

波形形成电路为高速模数混合电路，其中的DDS芯片及其外围电路对板级的电磁兼容设计极为敏感。其输出信号的性能指标受到电源、地、时钟等诸多因素的影响［5］。

对于一个模数混合电路，合理的电源／地设计是实现性能指标的关键。DDS芯片的电源决定了其输出信号的杂散水平，该芯片同时需要模拟和数字电源，而在印制板上还存在着其他多达十几种数字电源。在设计时，对模拟电源与数字电源进行有效隔离。在设计中尽量对模拟电源和数字电源使用不同的芯片进行单独供电。供给DDS芯片的电源应采用线性电源。对于供给逻辑控制芯片的电压相同的多种数字电源，必要时可采用同一稳压块或DC／DC供电，但必须在不同电源之间使用铁氧体磁珠进行隔离。为了有效阻止来自电源的干扰信号，对电源进行了合理的去耦设计。在选择去耦电容时考虑其阻抗曲线，使用不同电容的组合以滤除不同频率的干扰信号。对于印制板上的DC／DC电源的使用必须非常谨慎，DC／DC电源的开关频率必然成为输出信号的杂散成份，因此在电源输出处必须进行有效的滤波，还应考虑对该成份的避让。

图5 累积误差计算流程图

图6 累积误差与P值选取的关系

在波形产生电路中，进行大面积接地，同时对模拟接地和数字接地进行分割，二者之间通过铁氧体磁珠相连。使用多点接地，将电路中每个接地点都直接接到距它最近的地平面上。这一接地方式使得接地线上出现高频驻波的现象减少，但使用这一方式时应注意地线回路导致的电磁干扰，尽量使得电源和相应的地平面处于相邻层以减小回流路径。

在布局、布线时，优先考虑模拟器件的放置及模拟信号的路径，尤其是时钟信号的路径。时钟信号的完整性直接关系到输出的发射激励信号的性能指标，在设计时避开数字信号，尤其是远离振幅较大、频率较高的数字信号。

4 达到的系统指标

系统达到的主要性能指标如下：

体制：射频波形形成；

频率：甚高频（VHF）全频段；

信号形式：点频、线形调频、非线性调频；

功率：15±2dBm；

改善因子：60dB。

系统产生的线性调频信号频谱如图7所示，其脉内信噪比如图8所示。

图7 线性调频信号频谱

图8 线性调频信号的脉内信噪比

5 结束语

本文利用射频波形形成技术在米波段产生了雷达激励信号，这一技术有诸多优点：首先改善了系统的杂散特性（传统做法所使用的变频电路将在激励中产生各种寄生响应），本文采用的方式省略了变频电路，也就避开了寄生响应的困扰；同时，省去本振电路和变频电路，也就简化了系统的电路结构。对于本文所述的应用需求，若采用传统做法，设备量将非常庞大，而采用射频波形形成体制后，设备量仅为一个标准机箱。另外，该方式还提高了系统的灵活性，系统通过数字方式对输出激励信号的各项参数进行控制，不依赖于其他电路，对参数的改变可通过数字逻辑进行，这就使得新体制雷达对于发射激励源在灵活性方面的诸多需求成为可能。

［1］张明友.数字阵列雷达和软件化雷达［M］.北京：电子工业出版社，2008.

［2］梁晶，李鹏.超宽带雷达信号产生器的设计［J］.舰船电子对抗，2012，35（2）：69－71.

［3］费元春，苏广川，米红，等.宽带雷达信号产生技术［M］.北京：国防工业出版社，2002.

［4］Bergardli L，Cortesini R.Digital chirp generator suits space application［J］.Microwave ＆ RF，1993，32（6）：83－90.

［5］姜付鹏.电磁兼容的电路板设计［M］.北京：机械工业出版社，2011.