双闭环控制的移相全桥软开关变换器的研究

梁永清+黄志强

摘要： 针对硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题，主电路采用ZVS PWM全桥变换器电路拓扑。通过变压器原边隔直电容与变压器漏感的谐振作用，实现功率管零电压开关。控制电路基于UC3879设计了双闭环控制系统。开关变换器将电流峰值作为控制对象，电流内环降阶处理等效为一个比例环节，电压外环采用带电容反馈的PI调节器。推导了整个系统的传递函数，并对调节器参数进行设置。通过Matlab仿真及实验测试，验证了设计结果的正确性。使系统达到良好的控制指标。

关键词： 移相全桥软开关； 控制电路； 电压电流双环控制； ZVS

中图分类号： TN964⁃34 文献标识码： A文章编号： 1004⁃373X（2014）08⁃0156⁃03

Research on phase⁃shift full⁃bridge soft⁃switching converter controlled by double loops

LIANG Yong⁃qing， HUANG Zhi⁃qiang

（School of Electrical Engineering， Guangxi University， Nanning 530004， China）

Abstract： ZVS （zero⁃voltage⁃switching） PWM full⁃bridge converter circuit topology is adopted in the main circuit to eliminate the energy loss caused by the hard⁃switching PWM converter. The zero⁃voltage switching of power tube was realized according to the resonance effects of transformer leakage inductance and primary blocking capacitor. The double⁃loop control system of the control circuit was designed based on UC3879. Switching converter takes current peak as the controlling object. The reduced order processing of current inner⁃loop is equivalent as a proportional link. The PI regulator with capacitive feedback is adopted in the voltage outer⁃loop. The transfer function of the whole system was derived. The regulator parameters was set. The correctness of the result was validated through Matlab simulation and experimental testing. The fine control index of the system was achieved.

Keywords： phase⁃shift full⁃bridge soft switching； control circuit； voltage and current double⁃loop control； ZVS

0引言

硬开关模式使得功率管开通和关断损耗大，开关电压电流应力大，电压尖峰[dudt]与电流尖峰[didt]高，且开关过程中产生较强的电磁干扰。软开关技术是利用谐振电路在开关管电压降为零时使开关开通（零电压开关ZVS），较好解决了硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题。UC3879系列移相谐振控制器将定频脉宽调制技术与谐振技术和零电压开关技术结合在一起，有效提高了工作频率和工作效率[1⁃2]。

1主电路ZVS移相全桥电路拓扑

主电路电路结构如图1所示。[CT1~CT4]为功率开关管[T1~T4]的寄生电容或外接电容，[DT1~DT4]分别是相应功率开关管寄生二极管，[Cb]为变压器原边串联隔直电容， [LR]为谐振电感，它包括变压器漏感。[LF]为输出滤波电感。[T1]和[T2]组成超前桥臂， [T3]和[T4]组成滞后桥臂。

图1 主电路结构图

2ZVS移相全桥DC/DC软开关的实现

2.1功率器件软开关状态分析

功率管零电压开关是借助于开关管并联电容和变压器漏感的谐振作用实现的。功率管开通前，利用变压器漏感中的储能对结电容充放电使并联二极管先导通，强迫功率管两端电压降为零，从而实现零电压状态下导通；由于电容电压不能跃变，利用结电容电压的缓升作用实现零电压关断[3]。

实现开关管的零电压开通的能量主要来自于输出滤波电感[LF]和谐振电感[LR]中的储能。在能量转换中[LF]对超前桥臂和滞后桥臂的贡献是不同的。滞后桥臂开关过程中，输出二极管[D1]和[D2]均导通使变压器副边短路，[LF]不起作用。此时用来实现ZVS的能量只是[LR]的能量。由于[LR<

2.1.1滞后管[T4]实现零电压关断

关断[T4]时，原边电流储能向[CT3]和[CT4]转移，使[CT3]迅速放电；同时又给[CT4]充电。[CT4]上的电压是从零缓缓上升的， [T4]实现零电压关断。

2.1.2滞后管[T3]实现零电压开通

关断[T4]后[DT3]自然导通，将[T3]的电压强制为零，只要[T3]和[T4]驱动电压之间的死区时间大于电容的充放电时间， [T3]就能在零电压状态下实现开通。

2.1.3引入隔直电容[Cb]

隔直电容的作用：一是实现一次电流复位；二是防止工作过程中直流偏磁而导致变压器饱和。轻载时隔直电容与变压器漏感的谐振作用，可使得滞后管开通前原边电流接近为零，实现近似零电流关断。通常按公式[Cb=IpmaxDmax2fΔUmax]选取。其中[Ipmax]表示变压器原边最大电流；[f]表示功率管的开关频率；ΔUmax取最小整流输出电压的10%。通过计算[Cb]电容值取6 μF。

2.2实验波形分析

2.2.1主要设计指标

输入电压：400 V；输出电压：48 V；输出电流：25 A；开关频率：50 kHz；效率：η>85%；输出最大功率：1 500 W； 最大占空比：Dmax=0.85；功率变压器变比N：5.7；功率变压器原副边匝数：[8234]；隔直电容：6 μF；输出滤波电感：61.8 μH；输出滤波电容：3 300 μF。

2.2.2超前桥臂和滞后桥臂波形观测

根据理论计算对实验装置进行了安装调试，检测功率管的零电压开关的实现情况。图2和图3分别为超前桥臂和滞后桥臂开关管漏源电压、电流波形。根据开关管漏源电压与电流之间的相位关系来判断是否工作在零电压状态。对于MOSFET管，其内部寄生电容比较大，对ZVS关断有利，对ZVS开通不利。管子损耗主要发生在开通时，因此对MOSFET管主要观察其零电压开通的情况。图2中超前桥臂开关管开通之前，漏源电压下降已经很低，表明开关管近似实现了零电压开通。图3中滞后桥臂开关管导通时，漏源电压下降接近到零，移相控制已实现了零电压开通。

图2 超前桥臂电压电流波形图

图3 滞后桥臂电压电流波形

3 控制电路双闭环控制系统的设计

DC/DC变换器采用电压外环电流内环的峰值电流控制，如图4所示。输出电压与基准电压相比较，输出的误差电压经调节器补偿校正后，得到峰值电流的控制信号。开关变换器将电流峰值作为控制对象，电流内环可降阶处理，实现控制系统的简化设计。峰值电流控制模式具有动态响应速度快、补偿电路简化的特点，易于实现限流与过流保护。使系统达到良好的控制指标。

3.1双闭环控制系统及其传递函数

3.1.1电流环的设计[3]

通常功率器件的开关频率远远高于电压环的交越频率。电流内环相当于一个电流受控放大器，可等效为一个比例环节，简化后的控制系统结构框图如图5所示。

电流内环简化为比例环节后，其闭环传递函数为：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N为变压器变比；[Rs]为检测电阻；M为霍尔传感器变比。

图4 简化的电流环

图5 控制系统结构框图

功率对象相当于恒定电流对于输出电容[Co]充电[Uo=ILsCo]功率级的传递函数：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

电压环的反馈函数：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2电压环调节器设计

电压环调节器采用带电容反馈的PI调节器。增加极点的作用是减弱系统高频增益，有效抑制高频噪声的干扰。设计控制器是根据被控对象的传递函数绘制系统绘制伯德图。首先确定系统交越频率[fco]，然后设定中频段对数幅频特性斜率为-20 dB/（°）；最后调整增益曲线，保证系统具备较大的相位裕量，以满足稳定性要求。

传递函数：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

电压环的控制对象传递函数为 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益为：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系统电压调节器的设计过程如下[4]：

（1） 开关频率[fk]取50 kHz，为避免在输出中出现较大的开关纹波，交越频率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越频率处，系统的传递函数为：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越频率处，调节器的增益为：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，设计中[RV1]取100 Ω，则[RV2]应取5.6kΩ。

（4） 计算零极点的电容值[CVZ]和[CVP]。选择转折频率[fz]和[fp]，使它们满足[fcofz=fpfco]。[fp]与[fz]相距越远，相位裕量就越大。但是[fz]过低会使低频增益减小，削弱低频纹波的衰减效果。[fp]选得过大，高频会增大，就会放大高频噪声尖峰。一般大于45°，设计中极点[fP]取50 kHz，则零点设置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab绘制幅频，相频特性仿真分析

系统总的开环传递函数为 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab绘制伯德图，如图6所示。曲线为系统经校正补偿后的总开环对数幅频与相频特性。由图中可以看出，系统在交越频率处的相角裕度约76°，满足了相角裕量的设计要求，系统的稳态性能和动态性能都达到了较好的校正效果。

图6 系统总开环传递函数幅频、相频特性曲线

4结语

本设计DC/DC采用移相全桥电路，输出采用全波整流电路。通过Matlab软件对双闭环系统进行仿真，证明调节器的设计是正确的，保证系统获得良好动稳态性能。通过实验装置对功率管零电压软开关效果进行测试，表明功率管可实现软开关，从而降低变换器的开关损耗。

参考文献

[1] 沈现庆，张秀，郑爽.开关电源原理与设计[M].南京：东南大学出版社，2012.

[2] 许大宇，阮新波，严仰光.对移相控制零电压开关PWM全桥直流变换器的新型理论分析方法[J].电机与控制学报，2003，（2）：112⁃116.

[3] 杨兴龙.软开关电力操作电源的研制[D].南宁：广西大学，2006.

[4] 吴慧芳.移相全桥倍流整流DC/DC变换器的研究[D].南宁：广西大学，2007.

[5] 魏伟，李军，魏岚婕.一种软开关电力操作电源的研究[J].电力电子技术，2007，41（11）：47⁃49.

[6] 吕延会，张元敏，罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制，2009，37（5）：71⁃74.

[7] CHOI Hang⁃Seok， KIM Jung⁃Won， CHO Bo Hyung. Novel zero⁃voltage and zero⁃current⁃switching （ZVZCS） full⁃bridge PWM converter using coupled output inductor [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2002， 17（5）： 641⁃648.

[8] 张友荣，钱亮，胡亮.一种基于UC3879 的新型软开关DC/DC 移相全桥变换器[J].电气自动化，2011，33（3）：68⁃70.

[9] 胡红林，李春华，邵波.移相全桥零电压PWM 软开关电路的研究[J].电力电子技术，2009，43（1）：12⁃14.

[10] 李宏，荣军.峰值电流控制在移相全桥变换器中的技术研究[J].电力电子技术，2008，42（1）：81⁃83.

图2 超前桥臂电压电流波形图

图3 滞后桥臂电压电流波形

3 控制电路双闭环控制系统的设计

DC/DC变换器采用电压外环电流内环的峰值电流控制，如图4所示。输出电压与基准电压相比较，输出的误差电压经调节器补偿校正后，得到峰值电流的控制信号。开关变换器将电流峰值作为控制对象，电流内环可降阶处理，实现控制系统的简化设计。峰值电流控制模式具有动态响应速度快、补偿电路简化的特点，易于实现限流与过流保护。使系统达到良好的控制指标。

3.1双闭环控制系统及其传递函数

3.1.1电流环的设计[3]

通常功率器件的开关频率远远高于电压环的交越频率。电流内环相当于一个电流受控放大器，可等效为一个比例环节，简化后的控制系统结构框图如图5所示。

电流内环简化为比例环节后，其闭环传递函数为：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N为变压器变比；[Rs]为检测电阻；M为霍尔传感器变比。

图4 简化的电流环

图5 控制系统结构框图

功率对象相当于恒定电流对于输出电容[Co]充电[Uo=ILsCo]功率级的传递函数：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

电压环的反馈函数：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2电压环调节器设计

电压环调节器采用带电容反馈的PI调节器。增加极点的作用是减弱系统高频增益，有效抑制高频噪声的干扰。设计控制器是根据被控对象的传递函数绘制系统绘制伯德图。首先确定系统交越频率[fco]，然后设定中频段对数幅频特性斜率为-20 dB/（°）；最后调整增益曲线，保证系统具备较大的相位裕量，以满足稳定性要求。

传递函数：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

电压环的控制对象传递函数为 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益为：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系统电压调节器的设计过程如下[4]：

（1） 开关频率[fk]取50 kHz，为避免在输出中出现较大的开关纹波，交越频率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越频率处，系统的传递函数为：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越频率处，调节器的增益为：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，设计中[RV1]取100 Ω，则[RV2]应取5.6kΩ。

（4） 计算零极点的电容值[CVZ]和[CVP]。选择转折频率[fz]和[fp]，使它们满足[fcofz=fpfco]。[fp]与[fz]相距越远，相位裕量就越大。但是[fz]过低会使低频增益减小，削弱低频纹波的衰减效果。[fp]选得过大，高频会增大，就会放大高频噪声尖峰。一般大于45°，设计中极点[fP]取50 kHz，则零点设置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab绘制幅频，相频特性仿真分析

系统总的开环传递函数为 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab绘制伯德图，如图6所示。曲线为系统经校正补偿后的总开环对数幅频与相频特性。由图中可以看出，系统在交越频率处的相角裕度约76°，满足了相角裕量的设计要求，系统的稳态性能和动态性能都达到了较好的校正效果。

图6 系统总开环传递函数幅频、相频特性曲线

4结语

本设计DC/DC采用移相全桥电路，输出采用全波整流电路。通过Matlab软件对双闭环系统进行仿真，证明调节器的设计是正确的，保证系统获得良好动稳态性能。通过实验装置对功率管零电压软开关效果进行测试，表明功率管可实现软开关，从而降低变换器的开关损耗。

参考文献

[1] 沈现庆，张秀，郑爽.开关电源原理与设计[M].南京：东南大学出版社，2012.

[2] 许大宇，阮新波，严仰光.对移相控制零电压开关PWM全桥直流变换器的新型理论分析方法[J].电机与控制学报，2003，（2）：112⁃116.

[3] 杨兴龙.软开关电力操作电源的研制[D].南宁：广西大学，2006.

[4] 吴慧芳.移相全桥倍流整流DC/DC变换器的研究[D].南宁：广西大学，2007.

[5] 魏伟，李军，魏岚婕.一种软开关电力操作电源的研究[J].电力电子技术，2007，41（11）：47⁃49.

[6] 吕延会，张元敏，罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制，2009，37（5）：71⁃74.

[7] CHOI Hang⁃Seok， KIM Jung⁃Won， CHO Bo Hyung. Novel zero⁃voltage and zero⁃current⁃switching （ZVZCS） full⁃bridge PWM converter using coupled output inductor [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2002， 17（5）： 641⁃648.

[8] 张友荣，钱亮，胡亮.一种基于UC3879 的新型软开关DC/DC 移相全桥变换器[J].电气自动化，2011，33（3）：68⁃70.

[9] 胡红林，李春华，邵波.移相全桥零电压PWM 软开关电路的研究[J].电力电子技术，2009，43（1）：12⁃14.

[10] 李宏，荣军.峰值电流控制在移相全桥变换器中的技术研究[J].电力电子技术，2008，42（1）：81⁃83.

图2 超前桥臂电压电流波形图

图3 滞后桥臂电压电流波形

3 控制电路双闭环控制系统的设计

DC/DC变换器采用电压外环电流内环的峰值电流控制，如图4所示。输出电压与基准电压相比较，输出的误差电压经调节器补偿校正后，得到峰值电流的控制信号。开关变换器将电流峰值作为控制对象，电流内环可降阶处理，实现控制系统的简化设计。峰值电流控制模式具有动态响应速度快、补偿电路简化的特点，易于实现限流与过流保护。使系统达到良好的控制指标。

3.1双闭环控制系统及其传递函数

3.1.1电流环的设计[3]

通常功率器件的开关频率远远高于电压环的交越频率。电流内环相当于一个电流受控放大器，可等效为一个比例环节，简化后的控制系统结构框图如图5所示。

电流内环简化为比例环节后，其闭环传递函数为：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N为变压器变比；[Rs]为检测电阻；M为霍尔传感器变比。

图4 简化的电流环

图5 控制系统结构框图

功率对象相当于恒定电流对于输出电容[Co]充电[Uo=ILsCo]功率级的传递函数：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

电压环的反馈函数：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2电压环调节器设计

电压环调节器采用带电容反馈的PI调节器。增加极点的作用是减弱系统高频增益，有效抑制高频噪声的干扰。设计控制器是根据被控对象的传递函数绘制系统绘制伯德图。首先确定系统交越频率[fco]，然后设定中频段对数幅频特性斜率为-20 dB/（°）；最后调整增益曲线，保证系统具备较大的相位裕量，以满足稳定性要求。

传递函数：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

电压环的控制对象传递函数为 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益为：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系统电压调节器的设计过程如下[4]：

（1） 开关频率[fk]取50 kHz，为避免在输出中出现较大的开关纹波，交越频率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越频率处，系统的传递函数为：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越频率处，调节器的增益为：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，设计中[RV1]取100 Ω，则[RV2]应取5.6kΩ。

（4） 计算零极点的电容值[CVZ]和[CVP]。选择转折频率[fz]和[fp]，使它们满足[fcofz=fpfco]。[fp]与[fz]相距越远，相位裕量就越大。但是[fz]过低会使低频增益减小，削弱低频纹波的衰减效果。[fp]选得过大，高频会增大，就会放大高频噪声尖峰。一般大于45°，设计中极点[fP]取50 kHz，则零点设置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab绘制幅频，相频特性仿真分析

系统总的开环传递函数为 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab绘制伯德图，如图6所示。曲线为系统经校正补偿后的总开环对数幅频与相频特性。由图中可以看出，系统在交越频率处的相角裕度约76°，满足了相角裕量的设计要求，系统的稳态性能和动态性能都达到了较好的校正效果。

图6 系统总开环传递函数幅频、相频特性曲线

4结语

本设计DC/DC采用移相全桥电路，输出采用全波整流电路。通过Matlab软件对双闭环系统进行仿真，证明调节器的设计是正确的，保证系统获得良好动稳态性能。通过实验装置对功率管零电压软开关效果进行测试，表明功率管可实现软开关，从而降低变换器的开关损耗。

参考文献

[1] 沈现庆，张秀，郑爽.开关电源原理与设计[M].南京：东南大学出版社，2012.

[2] 许大宇，阮新波，严仰光.对移相控制零电压开关PWM全桥直流变换器的新型理论分析方法[J].电机与控制学报，2003，（2）：112⁃116.

[3] 杨兴龙.软开关电力操作电源的研制[D].南宁：广西大学，2006.

[4] 吴慧芳.移相全桥倍流整流DC/DC变换器的研究[D].南宁：广西大学，2007.

[5] 魏伟，李军，魏岚婕.一种软开关电力操作电源的研究[J].电力电子技术，2007，41（11）：47⁃49.

[6] 吕延会，张元敏，罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制，2009，37（5）：71⁃74.

[7] CHOI Hang⁃Seok， KIM Jung⁃Won， CHO Bo Hyung. Novel zero⁃voltage and zero⁃current⁃switching （ZVZCS） full⁃bridge PWM converter using coupled output inductor [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2002， 17（5）： 641⁃648.

[8] 张友荣，钱亮，胡亮.一种基于UC3879 的新型软开关DC/DC 移相全桥变换器[J].电气自动化，2011，33（3）：68⁃70.

[9] 胡红林，李春华，邵波.移相全桥零电压PWM 软开关电路的研究[J].电力电子技术，2009，43（1）：12⁃14.

[10] 李宏，荣军.峰值电流控制在移相全桥变换器中的技术研究[J].电力电子技术，2008，42（1）：81⁃83.