带箝位二极管移相全桥（PSFB）变换器整流二极管振荡研究

李琳

（西安理工大学 高科学院，陕西 西安 710109）

在大功率场合中，移相全桥变换器应用十分广泛。该变换器可以利用谐振电感与开关管的寄生电容发生谐振来实现开关管的零电压开关[1]。但是由于输出整流二极管不是工作在软开关状态[2]，存在反向恢复，在输出整流二极管反向恢复时，谐振电感和整流二极管的寄生电容发生谐振，引起整流二极管上的电压振荡和电压尖峰[3-4]。

原边加二极管箝位缓冲电路能够抑制整流桥寄生振荡，减小二极管两端承受的尖峰电压，而且结构简单，没有额外的损耗，因此原边加二极管箝位缓冲的电路得到了广泛的应用[5-6]。但是发现这种电路在电流连续和电流断续时工作情况有所不同，因此本文对其在DCM和CCM下的不同工作情况下进行了分析。并通过搭建试验平台对理论分析进行了实验验证。

1 带有箝位二极管的ZVS PSFB变换器工作原理

原边带箝位二极管的ZVS PSFB变换器的主电路拓扑如图1所示，该变换器在一个开关周期中有18种开关状态[7]如图2所示。在分析之前，做出如下假设:

1）除输出整流二极管外，所有开关管，二极管均为理想器件；

2）所有电感，电容，变压器均为理想元件；

3）C1=C2=Clead，C3=C4=Clag；

4）整流二极管等效为一个理想二极管和一个电容并联，且CDR1=CDR2=CDR3=CDR4；

5）Lf≥Lr/k2，其中 K为变压器原副边匝比。

此时分析：

①开关状态0

t∈[0，t0]，Q1和 Q4导通。 原边电流流经 Q1，谐振电感 Lr，变压器原边绕组，隔直电容Cb，Q4；副边电流流经副边绕组整流管DR1，输出滤波电感Lf，输出滤波电容Cf和负载Rld，DR4。 DR2、DR3 截止，且 CDR2、CDR3中充满电荷。

②开关状态1

t∈[t0，t1]，在 t0时刻关断 Q1，原边电流从 Q1中转移到 C1和C2支路中，给C1充电，同时给C2放电。由于有C1和C2，Q1是零电压关断。

③开关状态2

t∈[t1，t2]，在 t1时刻，C2的电压下降到零，D2导通后，将 Q2的电压箝在零位，此时开通Q2，则Q2是零电压开通。因此为了实现软开通，但是Q2并没有电流流过，此后是CDR3和CDR2继续放电，Vrect继续减小。

④开关状态3

图1 变换器主电路Fig.1 Main power circuit of converter

图2 变换器工作波形Fig.2 Working waveforms of converter

t∈[t2，t3]，在 t2时刻，CDR3和 CDR2放电结束，Vrect=0，DR3 和DR2导通，4个整流二极管同时导通，将使变压器副边短接，则变压器原边C点电压下降到0，iLr与ip相等，处于自然续流阶段。

⑤开关状态4

t∈[t3，t4]，在 t3时刻，关断 Q4，此时原边电流由 C3和 C4两条路径提供，给C3放电，同时给C4充电。由于C3和C4的存在，Q4是零电压关断。

⑥开关状态5

t∈[t4，t5]， 在 t4时刻，C4的电压上升到 Vin，C3的电压下降到0，D3自然导通，将Q3的电压箝位在零位，此时开通Q3，则Q3为零电压开通。

⑦开关模态6

t∈[t5，t6]，在 t5时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由4个整流管共同提供回路，因此原边绕组电压仍为零，加在Lr两端的电压仍然是电源电压Vin。

⑧开关状态7

t∈[t6，t7]，原边电流继续反向增长，到 t6时刻，原边电流达到折算至原边的负载电流的-iLf（t6）/K时，该开关模态结束。此时，整流管DR1，DR4关断，DR2，DR3流过全部负载电流。并且Lr与CDR1和 CDR4谐振工作，给 CDR1和CDR4充电。Vrect快速上升，当CDR1和CDR4上的电压上升到Vin/K时，模态结束。

⑨开关模态8

t∈[t7，t8]， 在 t7时刻，CDR1和 CDR4上的电压上升到 Vin/K，此时VBC上升到Vin，B点电位变为0，D6导通，将VBC箝位在Vin，因此将CDR1和CDR4电压箝位在Vin/K，从而消除了整流桥的尖峰电压和二极管反向恢复造成的损耗。此时，ilr=-I4，ip=iLr+iD6。到t8时刻，iD6线性下降为零，D6自然关断，该模态结束。

⑩开关状态

t∈[t8，t9]，Q2和 Q3导通， 输出整流管 DR2 和 DR3 导通，DR1和DR4截止，原边给副边提供能量，类似开关状态0，t9～t18的工作情况类似 t0～tq的工作情况，[t16，t17]，期间，D5导通。

2 整流二极管工作状态分析

在[t3，t6]这段时间，原边电流减小，因此副边电流也减小，输出滤波电感不足以提供负载电流，此时DR2，DR3被迫导通，即所有整流二极管同时导通，变压器副边短路，这时原边也被短路，在这段时间里，原边电流取决于电源电压和谐振电感。

副边电流关系如下：

其中iLf是电感电流，is是变压器副边电流。

由于DR1、DR4和DR2、DR3的工作情况一样，因此有：

所以根据以上关系可得整流管电流关系式：

其中，k为变压器变比，ip是变压器原边电流。

根据上式可知：

当ip＞0，DR1和 DR4流过的电流大于DR2和 DR3流过的电流，即：

当ip=0，4个管子流过电流相等，即：

当ip＜0，DR1和DR4流过的电流小于DR2和DR3流过的电流，即：

3 箝位二极管的作用分析

图3 整流输出电路Fig.3 Output rectifier

整流输出电路如图3所示。在工作状态8中，当次级二极管因反向恢复特性使得寄生电容电压震荡后大于Vin/k时，箝位二极管D6被迫导通，从而抑制了次级整流二极管的电压尖峰。因为箝位二极管是自然关断的，所以不存在反向恢复问题。

但是在电流连续和电流断续的情况下，箝位二极管的箝位情况是不一样的。在CCM（continuous current mode）时，当将要关断的副边二极管 （DR1、DR4）电压反向恢复到Vin/k时，由于负载电流较大，另外两个续流的二极管（DR2、DR3）是开通的。当箝位二极管的作用时，AB两端被箝位在Vin/k，此时AB两端电压就等于CD两端电压，即CD两端电压也被箝位在了Vin/k。

在DCM时，由于负载电流非常小，当将要关断的副边二极管（DR1、DR4）电压反向恢复到Vin/k时，由于电感电流断续，另外两个续流的二极管（DR2、DR3）是关断的，此时箝位二极管箝位作用也是把AB两端电压箝位在Vin/k，但是此时AB两端电压小于CD两端电压，即CD两端电压不能箝位在Vin/k，此时CD两端电压大小由DCM下CDR2、CDR3上承受的电压加AB两端电压决定，此时谐振电感和变压器漏感以及4个二极管上的电容产生谐振，造成整流二极管振荡不能被箝位。

4 实验结果

为验证原边加箝位二极管的ZVS移相全桥变换器的箝位效果，并和原边不加箝位箝位二极管的ZVS移相全桥变换器进行对比，搭建了一台直流输入380 V，直流输出300 V的1 kW DC/DC变换器。开关频率为80 kHz，设计完成的主要参数如下：谐振电感为 10 μH；滤波电感f为 14 μH；变压器变比为 16：4；滤波电容 Cf为 6 个 2 200 μF 电容并联；Q1-Q4为IXYS 的 IXFX48N50Q；D5和 D6为 IXYS 的 DSEI12-10A；DR1-DR4为IXYS的DSEI12-12A。以下分别在CCM和DCM情况下，是否加箝位二极管对输出整流二极管振荡的抑制效果进行了实验，得到示波器所测的整流二极管电压波形。

图4 CCM下实验波形Fig.4 Experiment waveforms on CCM

在CCM下的实验波形如图4所示，其中（a）是变换器未加箝位二极管时的整流二极管振荡情况，（b）是变换器加箝位二极管后的整流二极管振荡情况，从图上可以明显看出，加箝位二极管后整流二极管振荡抑制效果明显。

图5 DCM下实验波形Fig.5 Experiment waveforms on DCM

在DCM下的实验波形如图5所示，其中（a）是未加箝位二极管时的波形，（b）是加箝位二极管后的波形。可以看出，加箝位二极管对整流二极管振荡的抑制效果不明显。

5 结 论

本文研究了带箝位二极管的PSFB变换器的整流二极管振荡抑制的问题，分析了CCM和DCM不同带载情况下的抑制效果，并通过搭建实验平台进行了验证，由以上实验结果表明，原边加箝位二极管的电路拓扑对CCM情况下抑制效果是有效的，但是在DCM下效果并不明显。

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