一体化固态T/R组件前级电源设计

汪 军 张维平

(1.中国电子科技集团第三十八研究所 合肥 230088;2.中航工业合肥江航飞机装备有限公司 合肥 230051)

0 引言

在采用交流供电的发射机中，电源变换器和固态功率组件通常为两个独立的功能单元。随着固态发射机和电源变换技术的发展，将固态组件用电源变换(或调节)设备集成到固态组件结构体中，使组件功能相对完善，形成一体化组件，这样有利于的发射系统构成和扩展，同时也有利于整机设备的电磁兼容设计［1］。一体化固态 T/R组件中采用隔离Sepic电路构成第一级电源变换，利用其具有的PFC特性保证输入电流的连续性，减少了输入EMI，同时隔离降压为后级多路调节器提供预稳电源，实现整个组件的多种电压需要。

1 组件电源需求及组成

整个一体化固态T/R组件中各功能单元的供电均由220V/50Hz输入电源提供，其中发射通道为最大用电单元，是电源设计主要考虑的负载特性。具体要求如下:

输入电压:220V/50Hz±10%

输出电压:30～36VDC

输出电流: 最大20A(连续)

输出端负载电容:大于10000μF

输入功率因数: 大于0.87

整个电源采用冷板散热结构，整个电源高度小于20mm。

根据组件对电源指标的要求，为了实现电压调节和功率因数校正，考虑采用两级变换的方式构成一体化T/R组件电源，整个电源组成如图1。其中由Sepic-PFC变换器、T1及AC/DC构成前级电源，主要完成输入功率因数校正，降压、隔离及初步稳压的作用。这种零电流过渡非连续导通模式的变换器(ZCS-DCM)属于谐振型软开关拓扑结构。变换器具有零电流开关、在宽变换比和负载变化范围内可以保持较小开关损耗，并具有“自然”的PFC特点，因此适合在高频的ac/dc中应用［2］。

后级电源采用多路Buck-SCRC变换器并联工作(图1中仅标出一路)，实现多路电源的调节，保证射频负载的电压需要。Buck-SCRC为非隔离的电压调整电路，最终输出电压为30～36V，电源负载调整由这级变换器实现。同时变换器可以实现射频脉冲内紧闭的功能［1］。

图1 一体化固态T/R组件电源组成框图

2 前级Sepic电路的工作原理

图2给出了基于零电流非连续导通模式Sepic(ZCS-Sepic-PFC)构成的前级电源电路图。

图2 前级电源电路图

考虑电路分析方便，忽略输入、输出电压波动，在单个开关时间内为输入电流if，输出电压Vo。忽略变压器的漏感，且变压器的励磁电感用Lm表示，将变压器的次级折算带初级后将图2简化后得到等效的Sepic变换器，如图3所示。

2.1 变换器开关工作描述

该变换器在一个开关周期中有四个工作过程。工作过程如图4所示。

工作模式1［0，t1］，如图4(a)所示，谐振电感电流iLr(t)从零线性增长到(ILf+ILm)，ILf和ILm分别等于平均输入和输出电流，在此期间Lr中的电流为:

图3 ZCS-Sepic变换器

此工作期的持续时间Δt1可以表示为:

如果变换器的变换效率为1，输入功率为Pi，输出功率为PO:

持续时间可以表示如下:

工作模式2［t1，t2］，如图4(b)所示，从 t1起，Lr和Cr开始谐振，由于谐振电容向谐振电感放电使得二极管反向偏置截止，等效电路见图2(b)。谐振电容电压Vcr(t)以正弦的形式减少并且最终达到负值。

图4 变换器单周期工作过程

在t2时刻，iLr(t)谐振达到零为S关断提供了零电流软开关的条件。

此工作期的持续时间:

工作模式3(t2，t3)，如图4(c)所示，该阶段为谐振电容充电阶段，等效电路如图4(c)所示。谐振电容Cr继续充电到平均输入电流和输出电流之和(Ii+Io)充电，其电压可表示为:

当Vcr(t)达到(Vin+VO)时，该工作模式结束，持续时间为:

工作模式4［t3，t4］，如图4(d)所示，此阶段为自然续流阶段，在t3时刻，电容Cr的电压上升到(Vin+Vo)，续流二极管由于正偏而导通，等效电路见图4(d)所示，该工作模式在t4时刻结束，一个新的循环开始。变换器一个周期的工作波形如图5所示。

上面曲线中为:开关电流is(t)、电容电压vcr(t)和续流二极管电流iD(t)

2.2 电源PFC工作描述

ZCS-Sepic在进行电压变换的同时，同时利用其电流断续状态下自然实现的PFC特性，保证电源的具有良好的功率因数。

图5 变换器的典型工作波形

在每一个开关周期中，输入功率Pi为:

假设M=VO/Vin为变换器的直流变换比。由(7)式可得开关频率的表达式:

当电路工作输入为工频交流时，输入电压及电流表示为:

代入式(8)，则式(8)可以表示为:

由上式可以看出，对于输入电压的变化，变换器的开关频率变化很小，输入平均电流“自然”跟随输入电压的变换，保持了良好的功率因数。开关频率的变化仅在负载发生变化时才进行调整。故Sepic电路可以仅采用电压闭环控制的方式，实现功率校正［3］。

3 前级电源设计和工作波形

根据上述分析，可以看出为了保证在任意负载条件，电源变换器工作在ZCS状态，最佳的工作点是δ=1，但考虑到输入和隔离变压器励磁电流的纹波等因数，实际电源设计时考虑δ＜1，确保开关工作在零电流状态，但会降低变化器的效率。

a.开关频率和隔离变压器变比的确定

组件的输入电源为220V/50Hz，作为前级的Sepic电源输出最大功率为800W，考虑到后级BUCK输出的最大电压为36V，同时考虑其他辅助电源集成DC-DC模块的输入需求，前级电源输出稳定在48VDC，最大输出电流为16.7A。这样电路设计计算需要采用的直流变换比为0.22。即VO*n/Vin=0.22，考虑到折算到初级的直流变换比M=VO/Vin的最佳值为0.5左右［4］，所以隔离变压器的变比设计为1:0.44，即n=0.44。

电源变换器的开关频率选为80kHz。在ωt=π/2时，M=0.5，δ=0.9时，由式(9)计算的谐振频率为260kHz。

b.谐振参数Lr和Cr设计

Lr和Cr设计取决于谐振频率fr和最大输出电流。

考虑到元件选型，因此实际取电感为16 μH，电容取 0.022 μF，

c.开关管和二极管的选择

由式(4)可知，通过开关的谐振电流最大为:ILrmax=IOmax+Vin/Zr，将电流变换比代入

开关管S流过的最大电流Ismax＞2IOMAX＞35A，承受的最大正向电压为Vin+VO，续流二极管D所流过的最大电流为IDmax=Iomax/n=36A。

根据上述参数设计的电源，实测效率为87%，PF=0.91。部分工作波形如图6、图7。开关管电流测试采用电流探头的100mV/A档，电容电压测试采用差分探头的100:1档。

由图6的开关管电流波形可以看出，电流为一近似的正弦波，在开通和关断的时刻电流为零，实现了软开关。由于实际变压器漏感和MOSFET管的Coss的影响，实际谐振频率略低于设计频率。

图6 变换器实测工作波形

图7为整个电源的50Hz交流输入侧测得的电网电流、电压波形和电源直流输出中的交流50Hz电压纹波的波形，由图中可见高频成份较少，对整机的干扰小。同时电网电流、电压波形相差极小，保持了好的功率因素。

图7 电源交流输入端实测波形

4 结束语

采用ZCS-Sepic-PFC变换器构成的一体化固态T/R组件前级电源，可以实现高频化的整流和隔离，满足了组件对电源体积和高度的要求。因变换器的开关工作在软开关的状态，在高频化的同时获得了好的效率。同时电路在电压单环控制的条件下，保持了高的功率因数，为组件提供了较好电磁兼容环境，减低了工频滤波的需求，避免了使用笨重的EMI滤波器。有效的保证了组件在系统设计上的外控简单、易于扩展、方便检修、轻小型化的设计目标。

［1］ 汪邦金，汪军，邵世东.高增益、大功率、一体化固态 T/R组件设计［J］.火控雷达技术，2009，38(3):59-63.

［2］Carlos Oliveira and Dragan Maksimovic.Zero-Current-Transition Converters For High-Power-Factor AC/DC Applications［C］.IEEE APEC，1996，159-165.

［3］A.Lazaro，J.A.Cobos，A.BARRADO，E.Olias.Design of A Zero-Current-Switched Quasi-Resonant Sepic Used as Power Factor Pre-Regulator With Voltagen Follower Control［C］.INTELEC ＇1996，271-278.

［4］Martin H.L.Chow，Yim-SHU Lee，Chi K.Tse.Single-Stage Single-Switch Isolated PFC Regulator with Unity Power Factor，Fast Transient Response，and Low-Voltage Stress［C］.IEEE Trans.on PE，2000，15(1):156-163.