基于碳化硅器件的发射机高压电源设计

高 超

(电子科技大学 成都 611731)

0 引言

大功率高压电源在环境保护、雷达、科学研究、医疗等领域发挥着不可替代的重要作用，其使用范围也在不断的拓展，为满足在新领域的现实需要，迫切要求提高其功率密度。在当今世界体系的文明价值准则中，在应对非常规安全方面，迫切需要非致命性拒止武器系统(Non-Lethals Active Denial System)来防止恐怖分子、打击海盗和应对游行示威引发的骚乱(见图1)，而高压脉冲电源是系统能量的提供者，但遗憾的是传统高压电源的体积都很庞大，常常以立方米来量度，重量达到几百公斤，这严重制约了武器系统的机动性，因而对其体积小型化的研究在当下显得十分必要。

近几十年来，以碳化硅(SiC)和氮化镓(GaAs)材料为代表的宽禁带半导体器件的快速发展，为电源结构的简化提供了另外一种思路。同硅相比较，碳化硅具有十倍以上的临界电场强度、三倍的禁带宽度和导热率，可以使碳化硅器件工作在更高的环境温度下、工作频率更高、单个器件的耐压也更高，而导通电阻却更小。结温高和导通电阻小能有效减化散热器的体积和复杂程度，而提高开关频率能降低滤波大电容的使用个数和减小变压器、电感的体积，显著提高了电源的功率密度和效率［1］(如图2所示)。2012年科锐推出了封装型1700V碳化硅肖特基势垒二极管(SiC-SBD)，并已经有了商用的大功率碳化硅绝缘栅型场效应管(SiC-MOSFET)模块［2］，这为替代传统上使用硅IGBT作为大功率高压电源的主开关打下了基础，有着划时代的意义。

图1 非致命拒止武器系统的应用

本文提出了利用全碳化硅开关实现大功率高压电源的一种新构想，通过采用一对碳化硅半桥开关模块和碳化硅二极管的串联整流来实现高压电源模块的小型化集成。在设计过程中，结合简易数学推导，充分利用了SABER软件的强大仿真功能，轻松的完成了整个主电路的设计，验证了仿真和理论计算高度的一致性。

1 主电路设计

硅IGBT是传统大功率高压电源的主开关管，整流输出则使用高压硅堆。无论是硅IGBT还是高压硅堆，它们的工作结温都很低，所需配备的散热系统庞大而复杂。尤其是硅堆，反向恢复时间长，市场上高压硅堆的使用频率只有几十千赫兹，还需封装在变压器油箱之中，通过液体的流动来散热，使用相当麻烦;而IGBT的关断拖尾十分严重，导通电阻大，发热量多，对于5kV-5kW量级的高压电源而言，其典型工作频率只有25kHz左右，这严重制约了大功率高压电源工作频率的提高，不利于大功率电感、高压变压器、高压电容体积的减小和纹波的降低。

有相关资料指出，开关频率提高十倍，电源功率密度增加一倍［3］。为了减小其体积，我们采用了以全碳化硅MOSFET加SiC-SBD的形式把开关频率提高到了100kHz，即提高了四倍。日本的罗姆、美国的科锐［2］和 APEI［4］在碳化硅开关器件的研究上已经取得了突破性的进展，APEI的MOSFET模块甚至能做到1.2kV-225A，频率可达到500kHz。我们采 用 了 科 锐 的 1.2kV -100A、型 号 为CAS100H12AM1的全碳化硅MOSFET半桥模块(实物见图3)，整流二极管则使用了反向最大耐压1700V的C3D10170H。主电路采用成熟的全桥转换器;为了充分利用碳化硅MOSFET模块的高频率开关特性，采取了串并联谐振模式，主电路的拓扑结构如图4所示。Vin表示直流供电电源，Q1/D1、Q2/D2、Q3/D3和 Q4/D4代表四个 MOSFET开关(两对半桥)组成了一个全桥，Cs是串联谐振电容，Cp是变压器分布电容在原边的折算值，Lr是谐振电感，T是高频高压变压器，D5、D6、D7和 D8代表SiC-SBD串联的高压整流器，Cout是高压输出滤波电容，RL表示负载，n是变压器变比。在图4中，Q1/Q4与Q2/Q3交替导通，采用电流断续工作方式的模式二［5］。全部工作状态分解为8个时间段，前4段的等效电路如图5所示，而后4段和前4段是对称的工作状态，所以不再画出等效电路。

图3 CAS100H12AM1实物图

图4 主电路拓扑结构

图5 主电路在4个时间段的等效电路图

第1段时间Lr-Cs正向谐振，Cp电压不变，开关零电流开通;第2段时间Lr-Cs-Cp反向谐振，开关零电压关断;第3段时间Lr-Cs谐振，谐振方向不变，Cp电压不变;第4段时间为断续状态。对于模式二，要求开关导通时，Cp电压已经上升到等效输出电压Ve(变压器原边电压)。而在Cs-Cp电容的串联回路中，流过两个电容的电流相等，充电积分得到临界式(1)。模式二的条件由式(2)约束。

2 设计难点解决

要提高高压电源的开关频率，有三个难点。第一、要设计出特征频率很高的高变比变压器，即变压器漏感和寄生电容的乘积要小，必须满足能够实现软开关的系统电路要求，同时要解决大功率变压器的散热问题。变压器问题是制约开关频率提高和升压的主要障碍，因此采用了模块化电源的方式，设计单个高压模块并进行串联或并联来实现高电压大功率电源的(参考图8)。在对模块组合之前，首先要把各高压模块进行单独封装、做高压绝缘处理，以防止打火，并联的还要使用均流技术。对于高压变压器和高电位变压器分别要按照式子⑶、⑷来确定它的试验电压USD，式中Ug是工作电压，UO为变压器所处的直流电位。

图6 二极管串联时的等效分布参数图

第二个难点就是要解决二极管串联的均压问题。传统的硅堆结电容Cr太大，反向恢复时间长，发热量大，高频率下需要散热器散热才能正常工作。因此采用多个反向电压1700V的大电流SiC-SBD进行串联整流。但是二极管的高压串联存在对地寄生电容Ce和对高压端寄生电容Ch的影响(见图6)［6］，从而造成二极管“U”形电压串，要在一定程度上做均压处理。通过在相对较低的输出高压下测出串联的各二极管的两端电压，用公式［6］计算出它们的寄生参数，然后通过并联电阻或者并联电容来实现均压。

第三个难点是高频率开关下的大功率MOSFET的快速驱动、高低压电气隔离和在高温下能保障正常工作的问题。采用能输出高峰值电流的驱动器件IXDD614CI，并且用CPLD来控制，用宽带脉冲变压器进行隔离。对于主电路的连接则使用了叠层铜排技术来减小高频大电流所带来的趋肤效应。

在确定开关频率和设计主电路参数时，首先从变压器着手，以变压器特征频率来决定开关频率和设计串并联谐振参数。

3 仿真和结果

在文献［5］中，对串并联谐振开关模式进行了详细的数学推导，并分别给出了简易控制和优化控制的方法，对于优化控制只能局限于使用解析法。而根据仿真经验，通过简易计算，再利用SABER软件进行快速仿真来验证主电路设计的正确性也是可靠的。

取并联谐振电容Cp为变压器分布电容在原边的等效值，假设一个开关周期T由串联谐振周期T1和串并联谐振周期T2相加而成，即令第3和第4段时间为零，有:

则:T=T1+T2。在文献［5］中有式子:

其中iLr(max)是串联谐振电流的最大值，Z0为串联谐振阻抗，Vin为全桥输入直流电压，Ve为全桥输出在变压器原边的等效电压，VCs0为第一个开关开启时串联谐振电容Cs两端的初始电压。另外在区间T/2内，只有在区间0～T1/2中才为输出贡献能量，所以:

其中Io为高压直流输出电流，n为变压器变比，Ie为T/2时间段内平均电流。根据大量的仿真经验知道-Ve-VCs0的值很小，在仿真时忽略不计，所以令它为零，这样处理后把式⑺和⑻合并成一个改为:

至此可以总结出:根据变压器特征频率，就确定了开关周期T，如果假定T1，则可以联立解式(5)和(9)求出Lr和Cs的值，得到优化控制方式的近似谐振参数，然后再通过仿真的形式稍加调整串联谐振周期T1即可。

设计变压器输出功率5kW，原边电压430V，输出电压5kV，变比12，其使用特征频率为100kHz。对于三相输入，整流后Vin=500V。通过前期对简易控制进行仿真(取T1=T/2=5μs)，变压器的漏感和分布电容符合串并联谐振电路的设计要求。为了降低开关的电流应力，对电路重新进行优化设计，在保证不发生直通危险的前提下，增加了贡献能量的区间长度T1/2=3．4μs。因此减短了开关的安全关断区间长度(T2/2)到 1．6μs，把 T=10μs、T1=6．8μs代入式(5)和式(9)得:

通过(10)和(11)式子解出:Cs≈ 0.063μF，Lr≈18.6μH。

开关驱动信号脉宽为4μs，通过saber仿真主电路，如图7所示，电感的谐振电流波形i(Lr)、串联谐振电容的电压波形V(Cs)和并联谐振电容的电压波形V(Cp)(即输出电压)都很满足设计要求。仿真结果显示:电感最大谐振电流约为28A，逆变器等效输出电压 Ve≈443．3V ，VCs0≈-426．8V ，串联谐振周期约为6．82μs，与计算值基本一致。

最后将多个高压模块串起来，合并共用一对半桥开关，其仿真结果如图8所示，输出35kV-1A，通过开关的峰值电流约196A，小于开关最大脉冲电流的安全值。

4 结束语

碳化硅MOSFET和SBD开关具有结温高、耐压高、导通电阻小、无关断拖尾和无反向恢复时间等优异特性，在大功率高压电源中采用它们，可提高开关频率，减小变压器、电容器的体积，弱化纹波影响，能大幅度降低系统损耗和简化散热系统，最终可以很好的实现系统设备的集成小型化。工程实现的难点在于大功率高压变压器的设计。

图7 主电路的仿真图

图8 多个高压模块串联的仿真

［1］Mikael Ostling，Reza Ghandi and Carl-Mikael Zetterling.SiC power devices-present Status，applications and future perspective［C］.Proceedings of the 23rd International Symposium on Power Semiconductor Devices＆IC’s，2011，10-15.

［2］http://www.cree.com/Power/Landing-pages/module-products

［3］郑新，李文辉，潘厚忠.雷达发射机技术［M］.北京:电子工业出版社，2006，297.

［4］http://www.apei.net/products/ape-ht-2000.aspx

［5］ 刘军.LCC-SPRC高压高频大功率电除尘电源的理论分析与功率参数设计［D］.浙江:浙江大学，20-23.

［6］张仁豫，陈昌渔，王昌长.高电压试验技术［M］.北京:清华大学出版社，2009，237-241.