宽带信号的失真分析与改善

徐玮李涛张涛董锦

(西安电子工程研究所 西安 710100)

0 引言

高分辨雷达的距离向分辨率是通过发射和处理宽带信号实现的，工程中宽带信号的产生、变换、传输存在种种非理想因素，难以保证宽带发射激励信号的质量，因而信号处理时的脉冲压缩性能受到很大限制，最终严重影响到雷达分辨率及其旁瓣性能。雷达载频上瞬时带宽超过200MHz的信号可认为是宽带信号，这样的信号经过脉压处理可以达到小于1m的分辨率。以目前器件水平产生瞬时带宽大于200MHz的发射信号已不再困难，归纳起来主要有以下两种方法。

第一种，使用DAC直接产生I、Q基带信号，通过正交调制器得到两倍基带带宽的宽带信号［1-2］，然后通过上变频得到发射激励信号。这种方法的优点是直接产生的带宽大，正交混频可以直接得到宽带信号;缺点是受正交调制器性能的影响，其载波泄露、带内幅度一致性都较差。第二种，通过中频数字直接产生中频信号，然后通过倍频方式同时提高中心频率和信号带宽［3］，最后通过上变频得到发射激励信号。这种方法的优点是载波泄露小、温度稳定性好;缺点是容易受到倍频环节的非理想因素的影响，其频谱纯度、相噪指标较差，因此倍频次数不宜太大。工程中可以结合这两种方法产生带宽更高的信号，但是其失真程度也会更大，这些失真表现为幅度失真、相位失真、载波泄露等。出现这些失真后，对雷达的直接影响就是距离向处理时脉压性能下降，对于去线性调频接收处理也会因频率线性度不佳而变差。因此，如何对宽带发射信号的失真进行校正是当前宽带信号产生必须解决的问题。

在失真校正方面，有些文献采用了将实际点目标回波作为匹配信号改善匹配性能的方法［4］，该方法把信号的产生、传输、接收等失真一并考虑，但是并未适应去调频接收对宽带信号产生线性度要求较高的场合，不具有一般性。文献［5］研究了采用正交调制的方法获得宽带信号的方法，分析了当存在幅度不平衡、相位失真、载波泄露等因素对信号的信号性能的影响［5］。

本文采用先正交调制后倍频的方式产生了宽带信号，并创新性地提出了一种基于仪表的计算机自动数字校正方法，获得了满意的校正效果。

1 宽带失真的表现及校正方法

目前绝大部分宽带信号产生时都采用了数字产生方式，如基于相位累加的DDS产生方式、基于波形存储的DAC直接产生方式等。只要能够准确测量出信号的失真程度，将之转化为修正量，然后将这个修正量反向补偿至数字控制环节，即可改善信号产生的质量，这种方式也称为信号产生的预失真［6］。

图1 宽带发射信号产生与评估系统原理框图

本文是先通过波形存储产生基带进行正交调制获得基带带宽2倍的宽带信号，后通过二倍频产生基带带宽4倍的宽带信号的。如图1所示，整个系统由宽带波形产生器、上变频、测量评估、控制机组成。其中，宽带波形产生器产生的最大带宽可达800MHz，它由 FPGA、16 通道 SSRAM、两片高速DAC、低通滤波器、正交调制器组成。控制计算机通过PCI接口可以将宽带数字波形加载到16通道SSRAM上，产生器能依照雷达 PRF触发，以每路125MSa/s的数据率读取波形数据，经过LVDS提速模块8比1并行数据串行化输出，实现LVDS接口1GSa/s的采样率。IQ两路DAC产生的信号经过低通滤波器后，输出的最大带宽为400MHz带宽的IQ基带信号，然后经过正交调制器产生最大带宽800MHz的信号;最后经过上变频环节中的二倍频后产生了调制在雷达载波上的4倍基带带宽的信号，最大带宽可达1600MHz。

图2所示就是研制的宽带波形产生器。其中FPGA采用的是Altera公司的EP2S90F1508I4;16通道SSRAM使用了八片三星公司250MHz数据率的K7A803609B-QI25;高速DAC采用的是AD公司的1.2GSa/s采样率的AD9736;低通滤波器为定制器件;混频器采用的是ADL5372，其基带输入带宽为500MHz，射频输出带宽为1GHz，载漏功率低于-40dBm。

图2 宽带波形产生器实物图

图3 补偿前的宽带波形实测结果

为了对宽带发射激励信号的性能指标进行评估，本系统还搭建了一个测量评估分系统，以实现将发射激励下变频至中心频率2GHz，便于信号时域测量、指标分析与评估。该分系统由下变频器、频谱分析仪、数字高速示波器、信号源分析仪等仪表以及一台用于分析的计算机组成。本文实例中，采用该测量评估分系统测试了本方法产生的1200MHz带宽信号，其中数字示波器上测得的信号波形及其频域分析结果，如图3所示。从图3中可以明显看到波形失真的几种表现:第一，时域波形上可见明显的幅度起伏;第二，频域结果中心频率2GHz可见明显的载漏;第三，频域幅频特性出现非理想的波动，这是相位失真在幅度上的一种反映，实际上只有将相位偏差准确提取出来才能客观地评估相位失真的程度。本文对失真的各个要素进行了数学分析，并从表达式上分离了载漏和幅相失真，实现了幅相偏差的提取，并探索了一种方法实现了对这些因素的独立补偿。

首先不考虑引起失真的因素，存储IQ基带数据的数字信号可表示为:

其中D=2N-1-1，N为DAC的位数;φB(t)为存储波形的相位。按照1GSa/s的DAC数据率计算，要产生脉宽为t的波形需要存储2000t个数据点。

经过正交调制器后，产生的理想信号为:

其中，h是数字到模拟转换的比例因子;fL为载波频率。

考虑电路中的非理想因素时，实际中的失真信号用用式4表示。

其中，a(t)代表的是幅度调制的结果，Δφ(t)代表的是相位偏差量，bcos(2πfLt+φL)代表的是载波泄漏分量，φL为载漏相位，b为载漏幅度。

本文按照先载波泄漏后幅相失真的顺序分别进行了补偿。其中，补偿载波泄漏的方法简化为:寻找一个直流分量使得该分量能够与载波泄漏分量抵消。这里会牺牲一部分信号动态，使得存储的信号模值由D减小为D'。

补偿幅相失真的方法简化为:将测得的幅度偏差和相位偏差分别在IQ基带数据上进行预失真。

经过预失真后存储的IQ基带数据会变成一个幅度和相位都被调制的信号，且会叠加一个直流分量。补偿分量的特性与信号产生系统的传输特性恰好相反。

2 预失真校正的实现方法

2.1 载波泄漏补偿的实现

如图4所示，要进行载波泄漏补偿，需要用频谱分析仪不断监测发射激励的载漏功率，并将测试结果传输给控制计算机，控制计算机根据结果不断调整IQ基带信号中的直流分量的幅度和相位，以达到最大化消除载波泄漏的目的。

控制计算机除了能实时修改直流幅度B、支流相位φL的基本功能，还要能根据载漏的测量结果递归反馈调节B、φL，以实现计算机自动修正。软件的程序流程如图5所示。首先，设置幅度的初值为100，这个初值是一个经验值，可以根据载漏的实际水平进行设置，然后监视相位调整时的载漏是否比原始的小:如果变小，说明该幅度基本能粗略匹配载漏的幅度;反之，就说明该初值取得过大，应将幅度减小继续搜索，直到找到与载漏大致匹配的幅度值。在幅度粗调的基础上，在360°范围内搜索一个最佳相位，使寻得的相位与载漏相位一致。最后，通过精调幅度，可获得与载漏幅度接近的精确幅度。

图5 载漏补偿的程序流程

ADL5372数据手册提供的载漏指标小于-40dBm，但实际PCB制作时很难保证IQ基带信号偏置的一致性，一般只能达到-30dBm。按照本文提供的方法后可轻易将载漏功率补偿至-45dBm以下。本文提供的方法为全数字校正方式，其效果好于厂家数据手册中推荐的模拟电路修正法。

2.2 幅相失真补偿的实现

幅相位补偿的前提是已完成了载漏补偿，否则载漏引起的偏差会耦合至幅度和相位偏差中，采用上节提供的方法可以明显消除载漏的影响。要对幅度和相位偏差进行提取，要在时域内对波形进行采集和分析。由于当前数字示波器还不能直接测量频率高于X波段的信号，这里采用了先下变频至L波段再测量的思路完成了时域的原始数据录取，其中需要高质量宽带下变频器的配合，其实现原理如图6所示。

其中的数字示波器是 Agilent公司的DSA90604A，其最高采样率为20GSa/s，输入带宽为6GHz，可以实现本文中心频率2GHz、带宽1200MHz信号的时域测量。该数字示波器固件能够将捕获的时域数据导出成数据文件;幅度和相位偏差信息的提取是通过编制好的C程序实现的，该程序能够在1分钟内完成50万点的数据处理，包括对信号进行数字下变频变为50万点的基带信号，取基带信号的幅度曲线a(t)、相位偏差曲线Δφ(t)等。

幅度、相位失真补偿的步骤如图7所示。首先，采用控制计算机设置原始的波形数据，然后用数字示波器获取信号的采样结果，通过分析计算机提取幅度和相位偏差，如果幅相失真不满足工程要求，则需要控制计算机按照提取的误差信号进行预失真补偿，直到满足工程要求为止。

图7 幅相失真补偿的流程

图8、9分别是预失真补偿前的实测幅度偏差、相位偏差。从图8中可以看出，补偿前幅度的最大值为0.13，最小值为0.03，幅度起伏超过12dB;从图9中可以看出，补偿前相位偏差约为3.5rad，直接匹配脉压损失很大。采用本方法能对幅相失真进行补偿，从根本上改善发射激励的信号质量，改善程度可采用信号处理中的脉冲压缩方法进行评价。如图10所示的是补偿前、后、理想信号在未加权条件下的脉压结果，从图中可以看出:补偿前主瓣比理想值有明显展宽，且旁瓣严重不对称，第一旁瓣比理想值高约7dB;预失真补偿后，旁瓣基本对称，其主瓣宽度和第一旁瓣抑制与理想值已十分接近，充分验证了本文所提补偿方法的有效性。

图9 相位偏差的提取

图10 校正前、后与理想脉压结果的比较

3 结束语

本文采用先正交调制后二倍频的方式可以产生最大带宽为1600MHz的信号，文中以1200MHz带宽为例展示了宽带失真存在的问题，并提出了一种基于仪表的计算机自动化数字校正方法，获得了满意的校正效果。

随着雷达分辨率的不断提高，人们对宽带信号的指标要求也越来越高。本方法采用常用仪表搭建测试系统提取补偿信息，具有搭建方便、补偿效果好的优点。目前器件水平发展很快，采样率更高的DAC、调制带宽更大的正交调制器也已经成熟，这使得通过正交调制直接产生2GHz带宽以上的信号不再困难;本文提供的载漏补偿、幅相预失真方法能够显著改善类似应用中雷达距离分辨率、旁瓣抑制性能，因而有着广泛的应用前景。

［1］江友平，蒋路华.基于正交上变频器的宽带DDS设计［J］. 舰船电子对抗，2012，35(4):58-60.

［2］熊跃军，黎向阳，罗鹏飞.宽带脉冲压缩信号产生系统的设计与实现［J］.现代雷达，2006，28(1):68-70.

［3］陈研，陈立群.基于DDS的宽带捷变频综的设计及其应用［J］.中国电子科学研究院学报，2010，5(4):423-429.

［4］杨文军，徐泳，王峰，向勇奇.宽带雷达系统失真补偿信号的提取方法［J］.现代雷达，2006，28(5):8-11.

［5］胡仕兵.超宽带雷达脉冲压缩信号数字产生方法研究［D］.成都:电子科技大学，2009.

［6］陈波，黎向阳.基于FPGA的直接数字波形合成宽带信号源的设计与实现［J］.火控雷达技术，2006，35(1):56-59.