一种前馈型线性功放的自适应算法

张占胜

摘 要： 前馈型线性功放是现代功率放大器研究和设计中的一个重要部分。基于前馈型线性功放特征以及自适应技术，提出了一种全新的自适应算法。理论分析和计算机仿真结果表明：本文所提出的自适应算法不仅收敛速度快，同时还具有迭代稳定、可靠的特征。从实验结果也可以看出，采用这种新型自适应算法的前馈型线性功率放大器，系统性能指标和现有功率放大器相比都得了大幅度提高。

关键词： 前馈型线性功放； 自适应算法； 理论分析； 计算机仿真

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）09?0156?04

0 引 言

2G通信系统中，信号采用恒定包络调制（GMSK）方式，功率放大器常常工作在效率较高的临近饱和区，并且线性能够满足要求，而在3G和4G通信系统中，为了提高频带资源的利用率，采用了新的信号调制技术，如四相相移键控调制（QPSK）以及正交频分复用调制（OFDM）等，此类信号具有较高的峰均比（PAR），如果功率放大器也工作在临近饱和区，将会产生严重非线性失真，导致频谱拓宽，造成相邻频带干扰，并且带内会引起信号失真，误码率增加。为了满足线性要求，则功率放大器要从饱和区大幅度回退，使系统效率降低，造成通信网络运营成本升高，稳定性降低。为此，线性改善技术已成为通信系统中功率放大器设计领域的一个研究热点。

常见的功率放大器线性改善技术有功率回退技术、预失真技术和前馈技术。功率回退技术是较早的线性改善技术，它是通过输出功率回退改善线性，由于成本高、效率低、性能差等特点，这种技术现在已经不采用。预失真技术是通过在功率放大器前级产生预失真信号实现系统链路前后级对消来改善线性，目前尤其以数字预失真技术最为广泛，它是采用数字电路实现预失真信号的产生，通常在基带部分实现线性改善，但由于受到模数转换器件（ADC）、数模转换器件（DAC）、数字信号处理器（DSP）速度和带宽的限制，在处理宽带、多模信号方面实现比较复杂。前馈技术是另外一种线性改善技术，该技术是通过两个环路对消改善线性，由于其在处理宽带、多模信号方面相对比较容易，目前得到广泛应用，同时对其性能的持续优化也成为了一个重要课题。

本文从前馈型线性功放自身特征出发，采用一种新型的自适应算法，该算法不是采用固定迭代步长对环路中的增益和相位分别进行调整，而是通过自适应改变迭代步长的方法，对环路中的增益和相位交替进行调整，以较快的迭代速度收敛至最优值，使其达到系统目标工作状态。采用这种新型自适应算法的前馈型线性功放，环路中的最优增益和相位值不论在任何环境温度下都能够精确、快速、稳定的得到，从而大幅度提高了功率放大器的系统性能指标和稳定性。

1 基本原理和分析

1.1 系统原理

前馈型线性功放原理如图1所示。主要包括载波对消环路1和交调对消环路2。具体工作原理是：在载波对消环路1中，通过耦合器提取主功放输出端含有交调分量和载波的失真信号，该失真信号与射频输入端耦合的载波信号进行对消，提取出交调分量；在交调对消环路2中，误差功放把载波对消环路1中提取的交调分量放大至一定值，然后与经过主功放后的失真信号进行合成，对消失真信号中的交调分量，使功放交调降低，达到线性改善目的。从图1及其原理可知，前馈型线性功放性能指标优劣与载波对消环路1和交调对消环路2中增益和相位调整的自适应算法密切相关。

图1 前馈型线性功放原理框图

1.2 自适应算法及分析

根据图1原理，对消环路的增益和相位调整等效于两路信号合成，对消程度可以看作是两路信号幅度和相位合成的效果。不失一般性，为了简化计算，假设其中一路信号为参考信号，幅度为[A，]如图2所示。

图2 两路信号合路示意图

由图2可得：

[r2=（A+δA）2+A2-2A（A+δA）cosφ] （1）

式中：[r]表示两路信号合成后幅度值；[δA]表示两路信号幅度偏差值；[φ]表示两路信号相位失配值。

由式（1）可得环路对消性能[R]值以dB为单位表示为：

[R=10log10ΔA10+1-2×10ΔA20cosφ] （2）

式中：[ΔA=20log（A+δA）A，]表示两路信号幅度失配值，即为增益，单位为dB。

对于增益和相位失配值的关系，设定一个固定的对消量，可得到式（3）：

[ΔA=20logcosφ±cos2φ-1+10R10] （3）

由公式（1）～（3）可以得出，对任何固定的相位失配值，对消性能最优时所对应的增益值是一定的；同理，对任何固定的增益值，对消性能最优时所对应的相位失配值也是一定的。这个结论对自适应算法的研究具有积极的指导意义，具体到自适应寻找对消性能最优值的方法分为两种：增益调整和相位调整分开进行，首先固定相位或者增益值，然后相应调整另一个参数，直到当前对消性能最优，接着调整另一个参数直到最终对消性能最优；增益和相位联合调整，交替进行，直到对消后交调值小于某个确定值，即认为达到对消性能最优。

本文提出的自适应算法其核心思想是采用增益和相位交替调整策略，在每次相位或增益调整时，会根据当前相位或增益值，分别增加一个固定步长和减少一个固定步长，然后检测三种状态下对消量大小，根据三种状态下对消量之间大小关系，确定具体下一步调整方向。在具体算法实现时，每次增益和相位往上或往下调整后，通过检测反馈功率值来判断三种状态下对消量之间大小关系，当调整后的反馈功率值比当前反馈功率值都大时，说明当前增益或者相位已经接近最优，将引入自适应改变步长算法。自适应算法变步长示意图如图3所示。

图3 自适应变步长示意图

图3中[Tn]表示当前增益或相位值减少一个固定步长后反馈功率值，[Tz]表示当前增益或相位值反馈功率值，[Tp]表示当前增益或相位值增加一个固定步长后反馈功率值。图3所示情况下，自适应步长大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自适应步长值；[Pertsize]表示固定步长。

另外，在实际工程实现时，考虑到收敛速度的问题，往往设定一个固定反馈功率值，表示对消性能最优，从而使自适应算法能够将增益和相位尽快收敛到目标值。具体实现流程如图4所示。

2 计算机仿真和分析

为了验证本文提出的自适应算法有效性和先进性，对该算法进行了计算机仿真和分析。具体仿真时，假设射频环路相位失配[10°，]增益失配4 dB，设定对消门限为-35 dB（与图4中反馈功率最小值门限对应），相位固定迭代步长为[0.5°]，增益固定迭代步长为0.1 dB。分别对本文1.2节中提到的增益和相位分别调整以及增益和相位交替调整的自适应算法进行仿真，结果如图5～图8所示。

图4 增益或相位自适应调整流程

图5 环路对消性能图

图6 增益和相位调整路线图

图5～图8中实线表示第一种自适应算法即增益和相位分别调整，虚线表示第二种自适应算法即增益和相位交替调整。从图5可以看出，自适应算法到达门限-35 dB时停止，第一种自适应算法满足要求时迭代28次，第二种自适应算法满足要求时迭代25次，显然第二种自适应算法的收敛速度快于第一种自适应算法。从图6可以看出，第一种自适应算法的调整路线分别在增益面和相位面上，是一个折线，第二种自适应算法的调整路线是在幅度和相位组成的立体图上进行，是一个平滑的曲线，并且第二种自适应算法的对消量下降的比较平稳，第一种自适应算法的对消量下降的比较陡峭，因此相比而言，第二种自适应算法迭代更稳定可靠。

图7 相位迭代步长图

图8 增益迭代步长图

图7和图8表示两种自适应算法的增益和相位步长变化示意图，从图中可以看出自适应算法在寻找环路对消最优值时步长变化策略。计算机仿真结果表明，第一种自适应算法的环路对消性能有限，大概在-40 dB左右，并且这个值和迭代步长有关，若把迭代步长变小，优化速度又明显减慢，虽然可以通过变步长的策略，但是如果不能找到一个好的调整策略，常会引起自适应算法的不稳定，或者不能达到环路对消性能最优的目的。采用本文提出的增益和相位交替调整的自适应算法，不论初始迭代步长如何，环路对消性能均能达到-58 dB左右。因此，整体来说，第二种自适应算法在稳定性和优化速度上明显优于第一种自适应算法。

3 实验结果和分析

为了证明本文所提出的自适应算法的可实现性，根据实现原理图1搭建了前馈型线性功放实验平台。主功放采用了Freescale半导体公司的两个型号为MRF6S9125的LDMOS放大器件，整个系统输出功率为30 W，增益和相位调整电路采用了公司自制电路设计而成，自适应算法的实现采用了TI公司型号为TMS320F2810的DSP处理器。图9表示系统对消前和对消后交调值。从图9可以看出利用本文所提出自适应算法，应用于前馈型线性功放中，可以使线性改善大于30 dB。

图9 系统对消前后交调示意图

4 结 论

本文基于前馈型线性功放自身特征以及自适应技术，提出了一种新型的自适应算法，文中对该算法的原理进行了详细的推导和分析，并进行了计算机仿真，最后给出了通过硬件实验平台，基于TMS320F2810实现自适应算法后，对900 MHz 30 W前馈型线性功放实际结果测试，验证了本文所提出的自适应算法有效性和先进性。这些实验结果和结论对自适应算法在前馈型线性功放中的应用有着重要的促进作用。

参考文献

[1] CHO Kyoung?Joon， KIM Jong?Heon. A highly efficient doherty feedforward linear power amplifier for WCDMA base?station applications [J]. IEEE Transactions on Microwave theory and techniques components letters， 2005， 53（1）： 292?300.

[2] RANDALL R G， MCRORY J G， JOHNSTON R H. Broadband DSP based feedforward amplifier lineariser [J]. IEEE Electronics Letters， 2002， 38（23）： 1470?1471.

[3] 张玉兴，赵宏飞.射频与微波功率放大器设计[M].北京：电子工业出版社，2006.

[4] 施光艳，董加礼.最优化方法[M].北京：高等教育出版社，1999.

[5] 甘明.非线性功放对数字调制信号的影响研究[J].现代电子技术，2012，35（19）：97?100.

[6] 杨华炜，苏凯雄，陈俊.基于ADS的多级功率放大器设计与仿真[J].现代电子技术，2012，35（7）：173?176.

[7] 吴亮宇，余勋林，江鹏.基于功率检测自适应的前馈功放设计[J].现代电子技术，2012，35（14）：172?174.

图3 自适应变步长示意图

图3中[Tn]表示当前增益或相位值减少一个固定步长后反馈功率值，[Tz]表示当前增益或相位值反馈功率值，[Tp]表示当前增益或相位值增加一个固定步长后反馈功率值。图3所示情况下，自适应步长大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自适应步长值；[Pertsize]表示固定步长。

另外，在实际工程实现时，考虑到收敛速度的问题，往往设定一个固定反馈功率值，表示对消性能最优，从而使自适应算法能够将增益和相位尽快收敛到目标值。具体实现流程如图4所示。

2 计算机仿真和分析

为了验证本文提出的自适应算法有效性和先进性，对该算法进行了计算机仿真和分析。具体仿真时，假设射频环路相位失配[10°，]增益失配4 dB，设定对消门限为-35 dB（与图4中反馈功率最小值门限对应），相位固定迭代步长为[0.5°]，增益固定迭代步长为0.1 dB。分别对本文1.2节中提到的增益和相位分别调整以及增益和相位交替调整的自适应算法进行仿真，结果如图5～图8所示。

图4 增益或相位自适应调整流程

图5 环路对消性能图

图6 增益和相位调整路线图

图5～图8中实线表示第一种自适应算法即增益和相位分别调整，虚线表示第二种自适应算法即增益和相位交替调整。从图5可以看出，自适应算法到达门限-35 dB时停止，第一种自适应算法满足要求时迭代28次，第二种自适应算法满足要求时迭代25次，显然第二种自适应算法的收敛速度快于第一种自适应算法。从图6可以看出，第一种自适应算法的调整路线分别在增益面和相位面上，是一个折线，第二种自适应算法的调整路线是在幅度和相位组成的立体图上进行，是一个平滑的曲线，并且第二种自适应算法的对消量下降的比较平稳，第一种自适应算法的对消量下降的比较陡峭，因此相比而言，第二种自适应算法迭代更稳定可靠。

图7 相位迭代步长图

图8 增益迭代步长图

图7和图8表示两种自适应算法的增益和相位步长变化示意图，从图中可以看出自适应算法在寻找环路对消最优值时步长变化策略。计算机仿真结果表明，第一种自适应算法的环路对消性能有限，大概在-40 dB左右，并且这个值和迭代步长有关，若把迭代步长变小，优化速度又明显减慢，虽然可以通过变步长的策略，但是如果不能找到一个好的调整策略，常会引起自适应算法的不稳定，或者不能达到环路对消性能最优的目的。采用本文提出的增益和相位交替调整的自适应算法，不论初始迭代步长如何，环路对消性能均能达到-58 dB左右。因此，整体来说，第二种自适应算法在稳定性和优化速度上明显优于第一种自适应算法。

3 实验结果和分析

为了证明本文所提出的自适应算法的可实现性，根据实现原理图1搭建了前馈型线性功放实验平台。主功放采用了Freescale半导体公司的两个型号为MRF6S9125的LDMOS放大器件，整个系统输出功率为30 W，增益和相位调整电路采用了公司自制电路设计而成，自适应算法的实现采用了TI公司型号为TMS320F2810的DSP处理器。图9表示系统对消前和对消后交调值。从图9可以看出利用本文所提出自适应算法，应用于前馈型线性功放中，可以使线性改善大于30 dB。

图9 系统对消前后交调示意图

4 结 论

本文基于前馈型线性功放自身特征以及自适应技术，提出了一种新型的自适应算法，文中对该算法的原理进行了详细的推导和分析，并进行了计算机仿真，最后给出了通过硬件实验平台，基于TMS320F2810实现自适应算法后，对900 MHz 30 W前馈型线性功放实际结果测试，验证了本文所提出的自适应算法有效性和先进性。这些实验结果和结论对自适应算法在前馈型线性功放中的应用有着重要的促进作用。

参考文献

[1] CHO Kyoung?Joon， KIM Jong?Heon. A highly efficient doherty feedforward linear power amplifier for WCDMA base?station applications [J]. IEEE Transactions on Microwave theory and techniques components letters， 2005， 53（1）： 292?300.

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[7] 吴亮宇，余勋林，江鹏.基于功率检测自适应的前馈功放设计[J].现代电子技术，2012，35（14）：172?174.

图3 自适应变步长示意图

图3中[Tn]表示当前增益或相位值减少一个固定步长后反馈功率值，[Tz]表示当前增益或相位值反馈功率值，[Tp]表示当前增益或相位值增加一个固定步长后反馈功率值。图3所示情况下，自适应步长大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自适应步长值；[Pertsize]表示固定步长。

另外，在实际工程实现时，考虑到收敛速度的问题，往往设定一个固定反馈功率值，表示对消性能最优，从而使自适应算法能够将增益和相位尽快收敛到目标值。具体实现流程如图4所示。

2 计算机仿真和分析

为了验证本文提出的自适应算法有效性和先进性，对该算法进行了计算机仿真和分析。具体仿真时，假设射频环路相位失配[10°，]增益失配4 dB，设定对消门限为-35 dB（与图4中反馈功率最小值门限对应），相位固定迭代步长为[0.5°]，增益固定迭代步长为0.1 dB。分别对本文1.2节中提到的增益和相位分别调整以及增益和相位交替调整的自适应算法进行仿真，结果如图5～图8所示。

图4 增益或相位自适应调整流程

图5 环路对消性能图

图6 增益和相位调整路线图

图5～图8中实线表示第一种自适应算法即增益和相位分别调整，虚线表示第二种自适应算法即增益和相位交替调整。从图5可以看出，自适应算法到达门限-35 dB时停止，第一种自适应算法满足要求时迭代28次，第二种自适应算法满足要求时迭代25次，显然第二种自适应算法的收敛速度快于第一种自适应算法。从图6可以看出，第一种自适应算法的调整路线分别在增益面和相位面上，是一个折线，第二种自适应算法的调整路线是在幅度和相位组成的立体图上进行，是一个平滑的曲线，并且第二种自适应算法的对消量下降的比较平稳，第一种自适应算法的对消量下降的比较陡峭，因此相比而言，第二种自适应算法迭代更稳定可靠。

图7 相位迭代步长图

图8 增益迭代步长图

图7和图8表示两种自适应算法的增益和相位步长变化示意图，从图中可以看出自适应算法在寻找环路对消最优值时步长变化策略。计算机仿真结果表明，第一种自适应算法的环路对消性能有限，大概在-40 dB左右，并且这个值和迭代步长有关，若把迭代步长变小，优化速度又明显减慢，虽然可以通过变步长的策略，但是如果不能找到一个好的调整策略，常会引起自适应算法的不稳定，或者不能达到环路对消性能最优的目的。采用本文提出的增益和相位交替调整的自适应算法，不论初始迭代步长如何，环路对消性能均能达到-58 dB左右。因此，整体来说，第二种自适应算法在稳定性和优化速度上明显优于第一种自适应算法。

3 实验结果和分析

为了证明本文所提出的自适应算法的可实现性，根据实现原理图1搭建了前馈型线性功放实验平台。主功放采用了Freescale半导体公司的两个型号为MRF6S9125的LDMOS放大器件，整个系统输出功率为30 W，增益和相位调整电路采用了公司自制电路设计而成，自适应算法的实现采用了TI公司型号为TMS320F2810的DSP处理器。图9表示系统对消前和对消后交调值。从图9可以看出利用本文所提出自适应算法，应用于前馈型线性功放中，可以使线性改善大于30 dB。

图9 系统对消前后交调示意图

4 结 论

本文基于前馈型线性功放自身特征以及自适应技术，提出了一种新型的自适应算法，文中对该算法的原理进行了详细的推导和分析，并进行了计算机仿真，最后给出了通过硬件实验平台，基于TMS320F2810实现自适应算法后，对900 MHz 30 W前馈型线性功放实际结果测试，验证了本文所提出的自适应算法有效性和先进性。这些实验结果和结论对自适应算法在前馈型线性功放中的应用有着重要的促进作用。

参考文献

[1] CHO Kyoung?Joon， KIM Jong?Heon. A highly efficient doherty feedforward linear power amplifier for WCDMA base?station applications [J]. IEEE Transactions on Microwave theory and techniques components letters， 2005， 53（1）： 292?300.

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[3] 张玉兴，赵宏飞.射频与微波功率放大器设计[M].北京：电子工业出版社，2006.

[4] 施光艳，董加礼.最优化方法[M].北京：高等教育出版社，1999.

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[7] 吴亮宇，余勋林，江鹏.基于功率检测自适应的前馈功放设计[J].现代电子技术，2012，35（14）：172?174.