新型直流断路器的设计与仿真

栾 会，毛承雄，王 丹，陆继明

（华中科技大学电磁工程与新技术国家重点实验室，武汉430074）

直流系统绝大多数采用两端系统，直流断路器的研制水平制约着直流输电的发展。交流断路器的开断是通过电流零点来完成的，而直流没有自然零点，因此开断直流电流必须创造过零点。

目前，直流断路器的最高电压和电流可达到250 kV、8 kA 或500 kV、4 kA[1]。高压直流输电系统中的直流断路器设计所采用的方法是将通过交流断路器的直流转换为有电流零点的交流，利用交流断路器所设计的直流开断方案，达到开断大电流的目的。电流叠加法是一种较为切实可行的方法，即在直流系统中叠加强制的逆电流或振荡电流来得到电流零点[2-3]，但会使叠加电流正向幅值增大至少1 倍，加大了分断大电流的难度，可能会使断路器分闸时产生的电弧更大，给开关触头带来更大的损坏。随着电力电子技术的发展，通过电力电子变换器可产生特定且大小可变的交流电流，与直流故障电流相叠加产生电流过零点的同时能够有效减小叠加电流的幅值，从而减小断路器分闸时产生的电弧，延长直流断路器的寿命。

1 直流断路器的构成及开断原理

1.1 常规的直流断路器

常规的直流断路器由外部电源向振荡回路的电容C 充电，电容C 通过电感L 向开断装置QB的电弧间隙放电，振荡电流叠加于原电弧电流，强迫电流过零[4]，其工作原理如图1 所示。

图1 有源型叠加振荡电流的直流断路器工作原理Fig.1 Principle of active DC circuit breaker with superimposes oscillation current

LC 振荡电路产生的电流是正负对称的，如图2 所示，在产生过零点的同时会使叠加电流的正向幅值增加至少1 倍，这样会增加直流断路器开断电流的难度，可能会使断路器分闸时产生的电弧更大，直接影响直流断路器的寿命。

图2 采用LC 振荡电路的直流断路器的电流波形Fig.2 Current waveform of DC circuit breaker with LC oscillator circuit

1.2 直流断路器的拓扑结构

直流断路器主要由4 部分组成：以形成电流过零点为目的的回路、由交流断路器改造而成的开断装置QB、防止直流流经中频变压器的隔直电容C2、防止产生过电压的非线性电阻R，见图3。

图3 采用电力电子器件的直流断路器的拓扑结构Fig.3 Topological structure of the DC circuit breakerwith power electronic devices

形成电流过零点的回路由逆变电路（以单相全桥逆变器为例）、滤波器、中频变压器和隔直电容组成，其中中频变压器可以隔离电位、变换电压、调配功率。当无故障发生或故障切除后，直流母线上的电流不能通过隔直电容，可以有效保护中频变压器使其不饱和。

1.3 开断原理

直流断路器的工作原理是：当系统发生故障时，保护测量系统检测到直流故障电流后迅速触发逆变电路的开关管。逆变器产生的交流电压加到QB 和隔直电容C2组成的回路中；产生的交流电流i 叠加到直流故障电流Idc上，产生人工过零点，在电流负半波内的合适时刻触发QB 使之分断。当故障电流消失后迅速撤除逆变电路的触发信号，其通过直流开关的电流为

式中：Idc为母线上的直流电流；isw为通过直流开关触头的电流；i 为通过隔直电容的电流。

常规的直流断路器叠加电流的正向幅值较大，为了克服这一缺点，改变电流i 的波形，使其从正负对称变为正负不对称，但是由于隔直电容不能通过直流电流，且直流分量会使变压器饱和，这就要求电流i 的正负波形对时间的积分相同，即要求电流波形在1 个周期内的积分为0。

电力电子技术中通过控制开关管的开断状态可以产生所需的波形，如图4 所示。图中正向波形是频率为f、幅值为M 的正弦半波；负向波形包括2 个频率为2.5f、幅值为0.125M 正弦半波和1 个频率为5f、幅值为4.5M正弦半波。采用单相全桥PWM 逆变器，当载波比较大时，逆变器产生的电压波形和调制波的波形一致[5]，而通过隔直电容的电流i 是逆变器产生的电压u2的微分，即

图4（a）的波形可以保证产生的电流在1 个周期内的电流波形积分为0，通过较大幅值的负向电流产生电流过零点，较小幅值的正向电流使叠加电流的正向幅值增加较小。

图4 直流开关的电流波形Fig.4 Current waveforms of DC switch

调制波的积分波形如图5 所示。

图5 调制波波形Fig.5 Modulation waveform

2 Matlab 仿真及结果分析

2.1 仿真参数

利用Matlab/Simulink 进行仿真，调制波的频率选为4 kHz，波形见图5。

本文设计的直流断路器主要用于直流配电网，其电压等级相对于高压直流输电系统较低，故障电流相对较小，故直流断路器额定开断电流选取为5 000 A。半导体电力开关器件中IGBT 额定电压电流较大，工作频率较高，大功率下可以达到20 kHz。由于直流断路器的开断时间为几十ms[1]，电力开关器件只是短时工作，开关管发热较小，故开关频率的选取可以比长期工作时稍高一些，取为40 kHz。

2.1.1 LCL 滤波器的参数

LCL 滤波器是滤除逆变器开关谐波的有效手段，具有比LC 滤波器更优异的性能，能够克服由于电网阻抗的不确定性而影响滤波效果的缺点，选取较小的电感电容值，即可有效地衰减高频谐波[6]。LCL 滤波器的参数设计相对较复杂，设计不合理时不仅达不到预期的滤波效果，反而会增加波形的畸变，造成系统性能恶化，需要多次尝试，才能找到合适的参数[7]。

通过对调制波进行FFT 分析，调制波的截止频率约为50 kHz，所以选取L1=0.1 μH；L2=0.2 μH；C1=200 μF。则LCL 滤波器的截止频率为

2.1.2 隔直电容的参数

由于负向电流的频率较高，衰减较大，电流负向最大幅值只能达到正向幅值的2.5～3.5 倍。

直流断路器的额定开断电流为5 000 A，若要产生人工过零点，则通过隔直电容的电流负向最大幅值需达到约5 200 A，正向幅值达到约2 000 A。

直流电源电压ud为550 V，变压器二次侧电压u2的有效值约为120 V，则经过C2的电流为

C2的取值为

故取隔直电容C2为600 μF

2.1.3 中频变压器的参数

逆变器产生的电压频率是4 kHz，故采用中频变压器，其频率与调制波频率相同。直流断路器工作时，变压器二次侧的电流很大，采用降压变压器可以降低变压器一次侧的电流。中频变压器一次侧额定电压为1 500 V，二次侧额定电压为400 V。

变压器通过的电压和电流波形都不规则，只能估算其容量。二次侧电压峰值约为150 V，则隔直电容C2的容抗XC约为

则中频变压器的容量为

利用中频变压器短时过载能力强，其容量取2倍的裕度，为30 kVA。

2.2 开断不同直流电流的情况

仿真中故障电流的上升率均为10 A/μs，分3种情况分析直流断路器开断直流电流。

1）直流断路器开断5 kA 的故障电流

仿真条件：1 ms 时系统发生故障，直流母线上电流由200 A 上升到5 kA，系统检测到故障后1.56 ms 触发直流断路器中的逆变器动作。仿真波形如图6 所示。

2）直流断路器开断2.5 kA 的故障电流

仿真条件：1 ms 时系统发生故障，直流母线上电流由200 A 上升到2.5 kA，系统检测到故障后1.56 ms 触发直流断路器中的逆变器动作。仿真波形如图7 所示。

3）直流断路器开断200 A 的正常电流

电力系统中有些正常操作也需要断开电流，设断开的正常电流为200 A，1.56 ms 时触发直流断路器中的逆变装置。仿真波形如图8 所示。

由图6 可见，当直流母线上出现5 kA 的故障电流时，直流叠加电流产生了过零点，叠加电流的正向幅值约为7.4 kA，相比直流故障电流幅值增加了0.48 倍；由图7 可见，直流母线出现2.5 kA 的故障电流时，直流叠加电流的正向幅值约为3.65 kA，相比直流故障电流幅值增加了0.46 倍。

由图8 可见，当直流断路器控制叠加较小的电流产生电流过零点时，逆变器的调制比较小，逆变产生的电压其谐波含量较高，故产生的电流波形与理想波形有一定的差异，但是直流开关能够承受的电流比正常电流大得多，此时不需要采取降低正向叠加电流幅值的措施。

图6 开断5 kA 故障电流时各电流波形Fig.6 Current waveforms when fault current is 5 kA

图7 开断2.5 kA 故障电流时叠加电流isw 的波形Fig.7 Waveform of isw when fault current is 2.5 kA

图8 开断200 A 电流时叠加电流isw 的波形Fig.8 Waveform of isw when normal current is 200 A

通过LC 电路产生振荡电流的直流断路器只能够产生大小固定的电流，而本文中的直流断路器能够根据实际所需开断的电流来改变逆变器的调制比，产生大小合适的电流与故障电流相叠加，从而能够有效减小叠加电流的幅值，减小直流断路器开断时产生的电弧大小，提高直流断路器的可控性的同时延长了直流断路器的寿命。

2.3 调制波频率的选择

常规的直流断路器其LC 振荡回路的频率一般为1.8～7 kHz[8～10]。为了与现有的开断装置开断电弧的频率相配合，开关管的频率固定为40 kHz，仿真比较了调制波频率分别为1、4、6 kHz 时直流开关上的叠加电流的波形，从中选择较优的调制波频率。仿真波形如图9 所示。

图9 不同频率的调制波在各频率下叠加电流isw 时的波形Fig.9 Waveforms of isw with modulation wave at different frequency

由图9 可见，当调制波频率为1 kHz 时叠加电流的正向幅值最小；当电流负向幅值波动时，由于开关频率只有40 kHz，调制波为6 kHz 时，载波比较小，导致逆变电压的谐波较大。

考虑目前大功率半导体开关器件的频率、逆变效果和叠加电流的正向幅值增加倍数等因素，调制波频率选取4 kHz 较合适。

2.4 逆变器最优触发时刻的选择

逆变器在触发开关管后需要一段时间才能够进入稳态，为了让其产生的波形尽快进入稳态，故障时直流开关上的电流在暂态过程中不被恶化，必须选择合适的触发时刻。以单相全桥逆变电路为例加以分析，其主电路原理如图10 所示。

图10 单相全桥逆变电源的主电路原理Fig.10 Principle of single-phase full-bridge inverter

逆变电源的开环截止频率由输出滤波器决定，而输出滤波器一般设计为开关频率的1/10 左右，远小于开关频率。利用状态空间平均思想求得逆变桥开关变量的平均值为

当单相全桥逆变器的上、下开关管轮流开通关断时，逆变桥输出幅值为ud或-ud的脉冲电压，取开关变量表示通断控制，得到逆变桥和PWM过程的等效状态空间平均模型[11]，即

式中，ud为直流电源的电压。

当负载电流i0作为扰动量时，逆变电源输出滤波器取输出电压u0和电感电流i1为状态变量。u1和i0分别为输入量和扰动量，输出电压u0为输出量，可以得到逆变器输出滤波器线性双输入、单输出状态空间模型，其在连续域下的状态方程[12]为

不同的触发时刻对应的uc起始值不同，即u1不同，直接导致逆变输出电压的起始值不同。为了不使逆变器触发时刻直流开关上的电流情况变得更严峻，必须选择合适的时刻触发逆变器。

仿真条件：1 ms 时系统发生故障，直流母线上的电流从200 A 上升到5 kA，在1 个周期（0.25 ms）内用列举法仿真了不同触发时刻的叠加电流波形，如图11 所示。

图11 不同触发时刻叠加电流isw 的波形Fig.11 Waveforms of isw at different trigger time

由图11 可见，当1 ms 发生故障时，在1.56 ms即0.24 倍周期的时刻开始触发开关管最优。不同的装置，参数不同，应用场合不同，其最佳触发时刻也不同，最佳触发时刻可以通过计算和仿真得到。图12 所示仅为其中之一种情况。

图12 1 个周期中的最优触发时刻Fig.12 Optimal trigger time in one cycle

3 结论

（1）电流产生回路包含电力电子器件，具有可控性，能够产生特定波形的电流与直流故障电流叠加，产生过零点的同时能够有效降低叠加电流的正向幅值。

（2）与常规直流断路器相比，该直流断路器能够根据所需开断电流的大小控制产生大小合适的电流，从而减小叠加电流的正向幅值，降低直流断路器开断瞬间电弧对直流开关触头的损伤，提高直流断路器的使用寿命。

直流断路器的逆变器采用的调制波只是一种探索方案，可以对其进一步优化，使直流断路器的各项性能更优。

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