一种大电流宽频带跨导单元的设计

杜一腾，迟宗涛

（青岛大学 山东 青岛 266071）

在实验室里，已经实现了一种大电流功率放大器模型，也是一种声频放大器的改进版，基本放大器能提供在±35 V范围内达到20 A的电流。功率放大器的设计是为了得到大开环增益带宽，而输出阻抗因为共源输出放大级而降低，这样就减小了整个电流放大器的输出阻抗。这种问题的存在需要用不同的概念来重新设计电流放大器的结构去解决，本设计采用了并联的电流单元，同时把研究重点放在宽频带、大电流的跨导单元的设计上来，这种跨导单元就有更高的开环增益和输出阻抗。

1 设计理论

在先前的设计中，输出电流减小到最大5 A，另外加入了一些额外的电路，包含了输出端的电流检测电阻，接在此检流电阻（分流器）上的精密差分放大器和在它之前起隔离作用、稳定放大倍数的电压跟随器。加在检流电阻RS上的电压经差分放大后，通过电阻R2反馈到输入端，在运算放大器的输入端与输入电压进行比较[1]，跨导放大器的原理简图如图1所示。

测得先前的设计中输出阻抗在频率50 Hz时大约是1.2 kΩ，当频率上升到10 kΩ时，输出阻抗下降到40Ω。若加入一个电流负反馈，那么输出阻抗可以由下式计算：

图1 跨导放大器原理简图Fig.1 Simplified schematics of transconductance amplifier

其中ZOA是运算放大器A的输出阻抗，AO是放大器的开环增益，β为反馈系数，可以看到输出阻抗由三者决定。运放的输出阻抗ZOA因为共射输出级而很低，反馈系数β取决于差分放大器AD的共模抑制比 （CMRR），它随频率升高而减小，这样就减小了整个电流放大器的输出阻抗。

若采用如图2所示，有更高开环增益和输出阻抗的采用电流镜单元的跨导放大器，这种结构的优点是：每一个单元内控制器件的工作电流为最大峰值输出电流的十分之一，而不需要单级电源电路去控制整个输出电流。因此，总功率均匀耗散在每个单元中。另外，多个单元分流的设计的好处是在输出电路中不需要一个低阻值检流电阻就可以检测电流，而且系统的带宽与所并单元个数无关[2]。

图2 并联电流镜单元的跨导放大器简图Fig.2 Simplified schematics of transconductance amplifier with paralleled current mirrors

2 改进的跨导单元设计

如表1所示，理想的跨导放大器有无穷大的输入和输出电阻，共射放大级给跨导单元提供了合适值，正是因为它有很大的输入和输出阻抗。

表1 各种类型的理想放大器的输入输出电阻Tab.1 Input and output resistances of different ideal amplifier type

在共射放大级的集电极输出阻抗ZO由下式给定[3]：

这中情况是共源共栅放大器中的共射、共基连接中的典型形式，其中，信号的特征决定了Zcb的值，Zcb的值展现了在大信号环境下，特别是随着频率下降的情况下的主要失真原因。

如果设计一个结构增加基极电流到集电极电流并且不在集电极上带来额外负载，那么上面的影响就能减到最低。这样，集电极输出阻抗的表达式就变为

而且

3 改进的前馈和反馈拓扑结构

下面讨论的是使Zce和Zcb减小的前馈、反馈拓扑单元并来验证上面提出的理论。图3所示是其中一种拓扑结构：

图3 改进的共源共栅模型电路Fig.3 Enhanced circuit of cascade model

Q2和Q3组合是达林顿管的正反馈结构的一种派生结构。在这里，达林顿管的所有优点被保留，但是有一个很大的不同是：两个三极管的Uce变化非常小，只有Q1的集电极在整个量程输出电压里摆动。如果使用传统的没有共基级的达林顿连接，两个三极管将会直接同输出相连。在大信号激励的情况下，他们两个将会增加一个很大程度的斜率失真，这个模型的优点是将共基极的基极电流返回到共射级的发射级，当Zce和Zcb是非线性时，这种改进结构的电流通路表现得更加稳定。

表2所示是通过测量采用了图3的改进型输出级和通用共发射极互补输出级的THD（总谐波失真）来验证设计效果。两种模型都没有整体反馈的加入，所以增益只由输出端的电阻决定。相同的电路也可以应用到声频放大器，来驱动输出端的功率MOSFET。

表2 达林顿和共源共栅输出模型的THD测量值Tab.2 Measured THD value of Darlington and cascade output models

4 跨导单元的PSpice模型

图 4所示是 BJT型跨导单元的 PSpice模型，Q3、Q5、Q6和 Q7、Q8、Q10组 成 了增益为 20 dB 的输 入 缓 冲级 ，Q1、Q2、Q4和 Q9、Q11、Q12组成了输出级[4]，模型在 0.1 Ω 到 100 kΩ 负载下测试。

在PSpice模型特性里的戴维南模型[5]里，可以计算在两个不同的频率点（直流和1 kHz）的输出阻抗，将输出级末端的两个BJT三极管的管型换为MOSFET再进行测量，两种模型结果分别如图5和图6所示。放大器的输出阻抗可由下式计算：

图4 BJT型跨导单元的PSpice模型Fig.4 PSpice model of BJT transconductance cell

其中，zL是负载阻抗，iA是放大器的最大电流，iL是负载电流。同样使用100 kΩ的负载，两个模型的最大不同之处是：BJT模型的输出阻抗计算约为25 kΩ，而使用MOSFET的模型输出级的输出阻抗在1 MΩ以上的很理想的值。另一个不同是在开环带宽上，BJT模型的带宽 （-3dB@106kHz）比MOSFET 放大级（-3db@19kHz）要宽。

图5 BJT跨导单元模型的开环增益和相频特性Fig.5 Open-loop gain and phase-frequency curves of BJT transconductance cell model

图6 MOSFET跨导单元模型的开环增益和相频特性Fig.6 Open-loop gain and phase-frequency curves of MOSFET transconductance cell model

5 结束语

文中展示了一种改进增强的共源共栅拓扑结构的跨导单元设计，并通过PSpice[7]仿真验证了设计的可行性。在实际的跨导单元中，因子β决定于差分放大器的共模抑制比，跨导单元的输出阻抗同共模抑制比一样，都是随频率降低，若加入适当的差分放大电路，可以改善在电流检测级的共模抑制比低的问题[6]，同时，除了文中仿真的两种类型的输出元件，还可以用IGBT替代。

[1]王景元.跨导放大器的设计与研究[J].电测与仪表，1994，31（7）:9-11.WANG Jing-yuan.Design and research on transconductance amplifier[J].Electrical Measurement&Instrumentation，1994，31（7）:9-11.

[2]Laug O B.A 100 A，100 kHz transconductance amplifier[J].Instrumentation and Measurement， IEEE Transactions on，1996，45（2）:440-444.

[3]Hawksford M J.Reduction of transistor slope impedance dependent distortion in large-signal amplifiers[J].Journal of the Audio Engineering Society，1988，36（4）:213-222.

[4]铃木雅臣.晶体管电路设计[M].北京:科学出版社，2004.

[5]李世琼，宗伟.基于PSpice的电路计算机辅助分析[M].北京:中国电力出版社，2007.

[6]Owen B.Laug，圆方.大电流宽频带跨导放大器[J].国外计量，1990（6）:40-42.Owen B.Laug，YUANFang.Large current wide-band transconductance amplifier[J].Abroad Measurement，1990（6）:40-42.

[7]孙旭，王利民，张喜波.Tesla变压器初级电流分布优化[J].现代应用物理，2014（3）:196-200.SUN Xu，WANG Li-min，ZHANG Xi-bo.Tesla transformer primary current distribution optimization[J].Modern Applied Physics，2014（3）:196-200.