不同拓扑下的反激式光伏微逆变器研究

胡 巍 徐 政

（清华大学深圳研究生院，广东 深圳 518055）

常规的光伏发电系统中，光伏组件经过串并联构成光伏阵列，通过逆变器集中并入电网，光伏组件之间的特性及安装方式的差异、局部阴影现象会影响系统的运行效率[1]。为此，产生了交流光伏模块（AC Photovoltaic Module）的概念[2-3]。

交流光伏模块由单个光伏组件与微逆变器组合而成，微逆变器直接装配在光伏组件的底部或支架上，将直流功率直接转化为交流功率并入电网，能实现每个光伏组件最大功率点跟踪（MPPT：Maximum Power Point Tracking），不仅提高系统的效率，而且具有即插即用的优点[4]。但是，因为与单个光伏组件实现了一体化，微逆变器的输入电压低、工作环境差、安装空间有限，而其使用寿命又需要与光伏组件相匹配，所以产品设计不但要实现高倍升压和高质量逆变，还要具有尽可能高的功率密度、发电效率及长期运行可靠性。传统的升压逆变电路，一般采用工频变压器或者两级升压技术，效率低，体积大，不适合应用在微逆变器中。近年来，很多学者在微逆变器技术方面开展了大量的研究，提出了数十种电路拓扑[3-4]。其中，基于反激变压器的微逆变器拓扑能实现较低直流电压向单相交流电压的转换，同时具有开关器件少、结构简单等优点，适合用在交流光伏模块中，从而成为目前产品的主要技术方案。

本文介绍3种具有代表性的反激式逆变电路拓扑和工作原理，在综合考虑成本、性能的前提下，对电路设计和控制特性方面进行了详细的对比研究，设计制作了基于反激变压器的双Boost电路原理样机，验证了理论分析与仿真计算结果，并全面测试了采用反激型电流源逆变电路的产品运行特性。

1 电路拓扑与控制原理

1.1 反激式逆变电路拓扑

图1为3种反激式微逆变器电路原理图。拓扑1为双反激变换电路图1（a），由两个电流双向流动的对称反激电路组成，C1=C2，反激变压器T1与T2完全相同，初级和次级线圈的匝数分别为n1和n2，匝比N= n2:n1， Q1－Q4均为自带反并联二极管的功率MOSFET。通过正弦波调制或电流闭环方式控制双反激变换器，实现正弦交流电压或电流输出[5]。

拓扑2为反激变压器式双Boost电路图1（b），与双反激变换电路相似，同样使用4个功率开关器件。由2个相同的含反激变压器的Boost电路构成，反激变压器的2个异名端相连，构成一个三端元件[6]。

图1 反激变压器式微逆变器主电路拓扑

1.2 控制原理

拓扑 1和拓扑 2驱动方式相同，Q1与 Q3、Q2与Q4的驱动信号相同，而两组之间互补导通。在电感电流连续的工作状态下，拓扑1的输入/输出电压关系可表示为

拓扑2的输入/输出电压关系可表示为

其中，D为Q2和Q4的导通占空比，通过调节D 可以实现对输出电压和电流的控制。

与上面2种电压源逆变器工作方式不同，拓扑3直接将输出电流调制成与电网电压同频同相的正弦波。前级电路中 Q1和 Q2高频开关，对变压器次级线圈输出电流进行正弦调制。Q1和 Q2的开关频率和导通占空比相同，但是两者驱动信号的相位相差180°。前级电路的输入/输出电压关系可表示为

2个并联反激电路彼此交错工作，不仅解决了单个反激电路功率相对不足的问题，还可以减少直流输入电流的纹波，减轻解耦电容 Cdc的负担，并降低并网电流igrid的谐波畸变率。

2 电路设计与控制特性比较

2.1 变压器匝比与占空比

为实现对并网电流的有效控制，逆变电路的最高输出电压必须略大于电网的峰值电压。但是，反激变压器电路的导通占空比又不能太大，否则，可能出现初级侧能量不能完全传递到次级侧的现象，引起磁芯饱和。因此，变压器匝比的取值既要保证足够高的输出电压，又要使D获得足够宽的调节范围，以保证输出电压的控制精度，并使开关器件承受合理的电压应力。

根据式（1）－（3），3种拓扑电路的调压变比（k=vo/Vdc）分别为

由图2可知，在0.25≤D≤0.75范围内，M1与D基本保持线性关系，且 M1max=2.67；拓扑 3在0≤D≤0.75范围内，M2与 D的关系线性度稍差，M2max=3。因此，变压器匝比的设计原则如下：使Dmax≈0.75，且所对应的输出电压与电网电压基本保持平衡。考虑到电网电压正偏差及温度对光伏组件输出电压的影响，3种电路拓扑中变压器匝比可分别按下式选取。

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其中，Vgrid为电网标称有效值电压，VPV为光伏组件标称最大功率点电压。

图2 M-D关系曲线

初级和次级线圈的匝数根据逆变器功率、开关频率、磁心材料与结构等要素而定。

2.2 开关器件电压应力

对于拓扑 1和 2，当 Q2和 Q4占空比达到 Dmax时，输出电容C1上的电压也达到最大值，分别为

根据反激电路中变压器线圈上反射电压的规律，结合式（1）和式（2），可计算出开关器件的理论关断电压应力，拓扑1和拓扑2中对应开关器件的电压应力相同，如下式所示。

变压器匝比直接影响开关器件的电压应力，随着N增大，Dmax减小，VQ1max和 VQ4max升高，VQ2max和 VQ3max降低。如果按式（9）和式（10）确定N，使 Dmax接近 0.75，则 VQ1max=VQ4max≈2.1Vgrid，VQ2max=VQ3max≈4.0Vdc。由此可知，Q1和 Q4的电压应力较大，与电网电压成正比；Q2和 Q3的电压应力较小，与输入直流电压成正比。

拓扑3中两路并联的反激电路开关器件的电压应力相同，同样受变压器匝比的影响。

如果按式（11）确定 N，则 VQ1max=VQ2max≈3.4Vdc，VD1max=VD2max≈2.0Vgrid。Q1和 Q2的电压应力较小，与输入直流电压成正比；D1和D2的电压应力较大，与电网电压成正比；后级全桥电路中开关器件Q3－6的电压应力与电网峰值电压相当。

以电网电压220V、光伏组件标称最大功率点电压35V的系统为例，采用3种电路拓扑的光伏并网微逆变器的设计参数如表1所示。其中，开关器件的耐压值按照约 1.5倍的电压应力选取。通过对比可知，拓扑1和拓扑2中需要采用两种耐压要求差别大的高速开关器件，且高压器件的耐压要求高达700V，而拓扑3中高速开关器件耐压要求低，低速开关器件耐压要求适中，二极管的耐压要求最高，因而在器件成本和开关损耗方面具有明显优势。

表1 设计参数对比

2.3 功率解耦电容

单相并网功率中含有两倍工频的脉动量，峰-峰值为平均功率的两倍。如果逆变器中没有功率解耦环节，光伏组件的平均输出功率将下降。功率解耦环节的设计既要确保解耦效果，也要保证微逆变器的小型化以及在相对恶劣环境中的使用寿命。在使用小容量薄膜电容实现高效功率解耦的研究方面，已有多种电路拓扑和控制方法[8-9]。然而，出于对成本以及可靠性等的综合考虑，本文3种电路拓扑只通过输入端解耦电容 Cdc的充放电实现功率解耦，使光伏组件输出功率保持相对稳定。为了保证最大功率点跟踪效率高于 99.8%，结合常用光伏组件的输出特性，电容量可按下式选取

式中，Prated为逆变器额定功率，Vmin为逆变器最低输入最大功率点电压，ω为电网电压角频率。目前，以选用高温、长寿命铝电解质电容为主。

另外，拓扑1和拓扑2电路中，C1和C2中的电流大小相同、相位相反，充放电功率保持平衡，所以对功率脉动没有影响，在合理的范围内取较大的电容量有利于改善逆变器输出电流的波形。而拓扑3电路中，C中的电流相位超前并网电流90°，不仅使功率脉动增加，而且在并网电流过零点附近因没有合理的放电途径而造成交越失真，因此应尽量取较小的电容量。

2.4 控制方法与特性

3种电路的控制算法基本相同，都可以采用电网电压前馈与并网电流反馈相结合的控制方法。电压前馈控制起粗调作用，即将电网电压瞬时值作为vo分别代入式（1）－（3）中，计算电压控制分量Dv，为减轻实时控制的计算压力，可以采用查表方式。电流反馈控制起细调作用，根据实际并网电流io与目标并网电流io_ref的偏差计算电流控制分量Di。两者合成可得最终占空比D，即

拓扑1和拓扑2的电路原理和硬件构成非常相似，均为非隔离结构，但是两者之间也存在重要的差别。拓扑1的4个开关器件全部共地，只需要一路驱动电源，还可以实现由控制芯片直接驱动。而拓扑2 的4个开关器件有2个与直流输入电源不共地，不仅需要三路隔离驱动电源，而且控制芯片也必须采取相应的隔离措施。拓扑3使光伏组件与电网之间保持了电气隔离，能够有效地抑制共模电流的产生，但是需要6个开关器件和多路驱动电源，开关频率比前两种电路要高，对控制芯片的性能要求相对要高一些，而且后级全桥电路在翻转并网电流时容易形成过零点交越失真。

3 仿真与实验

利用MatlabTM/Simulink软件平台对3种电路拓扑的运行特性进行仿真，仿真模型的参数设置如表2所示。仿真结果表明，3种电路拓扑都能实现良好的并网运行。

表2 仿真模型参数

图3为拓扑1电路的电压与并网电流仿真波形，并网电流与电网电压保持相位一致，且具有良好的正弦波形。但是，由于变压器匝比的取值较大，导致Dmax低于0.7，Q1和Q4的电压应力高达565V。

图4为拓扑2电路的电压仿真波形，左右两个电容上的电压一个达到最大值时，另一个达到最小值，输出电压具有良好的正弦波形。由于变压器匝比的取值较小，Dmax高达 0.74，Q1和 Q4的电压应力低于480V。但是，当电网电压出现较大的正偏差（+10%）而同时输入直流电压又有明显下降（-10%）时，并网运行将面临一定的困难。

图3 拓扑1电路并网电压与电流仿真波形

图4 拓扑2电路输出电压仿真波形

图5为拓扑3电路在电容C取不同值时并网输出电流波形的对比，可见电容C值取较大时，并网电流过零点附近的交越失真比较明显。

图5 拓扑3电路输出电流的交越失真仿真波形

基于拓扑2电路开发了原理样机，主要参数与表2保持一致。图6为输出电压实测波形，验证了能将35V的直流电压单级逆变到220V交流正弦电压，满足微逆变器的应用要求。同时，实验结果表明，变压器的漏感会引发产生强烈的开关尖峰电压，必须采取有效的缓冲吸收措施。

图6 双Boost原理样机输出电压实测波形

对一款采用拓扑3电路的产品进行了全面的测试。用可编程直流电源模拟光伏组件，最大功率240W，开路电压44V，最大功率点电压35V。实测MPPT精度为99%，转换效率94%。图7的实测波形显示并网电流与电网电压同频同相，同时具有较低的总谐波畸变率（3.7%），但是过零点存在一定的畸变。

图7 微逆变器产品并网实测波形

4 结论

本文对比研究了3种基于反激变压器的微逆变器，均能够以简单的电路结构将较低直流电压高效、高质量地逆变为单相交流电压，适合应用于光伏并网系统中。对3种拓扑电路设计和控制特性方面的对比研究表明，在综合考虑成本、性能和体积的情况下，双反激变换电路各方面表现相对均衡，更加符合光伏并网微逆变器的应用要求。

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