基于裂缝电桥Ka波段功率分配/合成网络

刘途远，周翼鸿，汪海洋

（电子科技大学 物理电子学院 国家863计划强辐射实验室，四川 成都610054）

对雷达与通信系统而言，系统输出功率的提高，则意味着系统具有更大的作用半径以及更强的抗干扰能力。目前，在毫米波频段使用的固态功率器件主要是砷化镓单片微波集成电路（MMIC），它们在毫米波频段所产生的输出功率要受器件制造工艺、阻抗匹配与器件热耗散的限制，单片输出功率一般可以达到瓦级，但远远不能满足实际工程应用的需求，必须采用功率合成技术提高输出功率。固态毫米波功率合成技术主要包括芯片功率合成、电路功率合成、空间功率合成、混合功率合成。其中应用最多、最成熟的功率合成方式是波导内空间功率合成方式，这由金属波导具有低损耗、可单模传输、和高功率容量特点决定。目前国内使用波导内空间功率合成方法的功率合成网络多使用3 dB分支波导定向耦合器实现。该结构通过合理的选择耦合单元大小和间距，能够匹配各端口的驻波，使之达到良好的传输特性。但是，采用这种合成结构在Ka波段要实现4 GHz以上的合成带宽时，合成器耦合缝隙孔数量将增加到四至五个，耦合缝隙的宽度就会降至1 mm以下，功率合成网络加工工艺难度急剧增大，制约了这种合成结构大功率宽带应用。

为解决这一问题，文中介绍了一种使用两级H面波导裂缝电桥ka波段四路功率分配/合成网络。这种电桥只需要一个耦合单元，结构简单，易于工程加工实现。在理论分析的基础上通过三维电场仿真环境Ansoft Hfss不断对结构进行仿真和优化，最终实现了在以35 GHz为中心频率的4 GHz以上频带内插入损耗小于0.3 dB，回波损耗大于20 dB的设计目标。

1 理论分析

H面波导裂缝电桥由两个具有公共H面的矩形波导并在一起组成，在公共边上开有裂，如图1所示[5]。

图1 H面波导裂缝电桥原理图Fig.1 Schematic diagram of H-plane waveguide-slot bridge

选择尺寸a0，使裂缝区只能传输TE10模，此时a0应该满足：

即

H面波导裂缝电桥的工作原理可以近似地作如下说明，图1所示。当在端口1和4同相输入TE10波时，在裂缝区，它可以激励起TE10、TE30、TE50…等同样偶函数分布的模；而当在端口1和4反相输入TE10波时，在裂缝区，它将激励起TE20、TE40…等奇函数分布的模。由于裂缝区尺寸的a0限制，在这里最终能实际存在的模只有TE10波和TE20波，因此，在1、4端口同时存在同相激励和反向激励时，通过裂缝区后进入2臂的波是裂缝区中的TE10、TE20模同向的场，而进入3臂的则是反向的场，即

式中

由此得到2、3端口的功率分配比：

由式（6）E3与 E2之间存在 90°的相位差，而且是 E3落后于E2相位90°。而根据式（7），很容易得到结论，若为了使功率在 2、3 端口平分，应要求 tanθ/2，即 θ=90°，由此根据式（5）即可求得裂缝长度l，这时，H面裂缝电桥就成为一个3 dB功率分配器，此时将不会有任何能量进入端口4，该端口成为隔离端。

文中设计的3 dB波导裂缝电桥稍微有些变化。其一，在耦合缝隙的两边做了三个过渡阶梯，从而达到在更宽的带宽上实现更好地阻抗匹配的目的；其二，为了使该电桥的后端能与其它的网络互联，在它的输出端加上了过渡转接头，其中的斜切角a主要起阻抗匹配的作用，如图2所示。在这个基础上做两级的级联即可实现四路功率分配/合成的网络。

图2 带有转换接头的结构Fig.2 Structure with a conversion joint

2 建模仿真

2.1 H面波导裂缝波导电桥仿真

在Ansoft Hfss三维电磁仿真环境中建立如图2所示H面波导裂缝波导电桥模型。

仿真过程中先根据式（2）确定波导的宽壁尺寸a0的范围是7.5～12.86 mm，根据机械加工的工艺水平，确定耦合缝隙宽度范围是1～1.5 mm，根据式（5）以及加工工艺水平确定各匹配阶梯的理论长度范围是1～5 mm，然后在Hfss中建立如图4的仿真模型。仿真的中心频率设为35 GHz，然后不断地进行参量扫描，最终得到各最优参数如表1所示。

表1 3 dB H面波导裂缝电桥参数（单位：mm）Tab.1 3 dB H-Plane waeguide-slot bridge parameters（unit:mm）

根据以上得到的数据得到仿真结果如图3，4所示。

图3 幅度平衡度Fig.3 Amplitude balance

图4 相位平衡度Fig.4 Phase balance

由图可知，在30～36 GHz的频带内，两个输出端口的幅度不平衡度小于0.2 dB，相位不平衡度小于0.3度，输入端口的回波损耗和输出端口的隔离度均小于－20 dB。当两路输入信号幅度不平衡度小于3 dB，相位不平衡度在以内时就可以得到较高的合成效率，理论值达到90%以上。仿真效果良好，可以用该结构进行两级级联实现四路网络。

2.2 4路功率分配/合成网络仿真

由两级波导裂缝电桥级联起来得到的4路功率分配/合成网络仿真模型如图5所示。

其中的匹配切角长度为4 mm，其它参数与单个波导裂缝电桥一致。仿真结果如图6、7所示。

由图可以看到，在33～37 GHz的频段内，幅度不平衡度小于0.3 dB，相位不平衡度小于0.3度，输入端口的回波损耗和输出端口的隔离度均小于－20 dB，达到了设计目标。

图5 四路分配/合成网络Fig.5 Four-way divider/combine

图6 幅度平衡Fig.6 Amplitude balance

图7 相位平衡度Fig.7 Phase balance

2.3 背靠背仿真

为了看看2个4路功率分配/合成网络组合在一起使用的最终效果，进行了背靠背仿真，模型如图8所示，仿真结果如图9所示。

由图可以看出，在33～37的频带内，插入损耗小于0.3 dB，回波损耗以及输出端口的隔离度也基本小于－18 dB，效果良好。

3 结束语

图8 背靠背模型Fig.8 Back to back module

图9 背靠背结构仿真结果Fig.9 Back to back structure simulation results

文中主要研究了一种Ka波段的四路功率分配/合成网络。这种结构只有一个耦合孔，并且宽度大于1 mm，结构简单，易于加工实现。最终的仿真结果表明，该结构在以35 GHz为中心频率的4 GHz以上频带内插入损耗小于0.3 dB，回波损耗大于20 dB，达到了设计目标。这种合成网络最终将使用在基于MMIC单片TGA1141的四路功率合成器中时，预计合成输出可以达到5 W以上，在中心频率为34 GHz时带宽可达到2 GHz以上。

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