卫星电视天线射频电路中LC压控振荡器设计

王 魏，黎 希，宫召英，马晓英，杨丽君，王岳生

(重庆邮电大学光电工程学院，重庆 400065)

1 卫星电视天线技术

随着卫星电视天线技术的发展，以及卫星电视天线设备应用的频率日益增加，射频集成电路在卫星电视天线系统中得到了广泛应用。压控振荡器(VCO)作为无线卫星电视天线接收电路中的一个重要模块，应当在具有更大的协调范围的同时也要具有更低的相位噪声。协调范围决定了覆盖接收频段的多少，相位噪声是决定接收质量和可靠性的重要参数。协调范围和相位噪声时常难以兼顾，因此宽带低噪声VCO是目前射频集成电路设计中的一个难点[1]。

常用的VCO实现方案有两种，即环形振荡器和电容电感振荡器(LC VCO)。由于LC VCO相对于环形VCO具有更低的相位噪声，因而低噪声VCO常采用电容电感的结构形式。本文对VCO的结构和相位噪声进行了分析，并采取多种降低相噪的方法，设计了一款低相位噪声高协调范围的VCO。

2 电路结构

本文设计的压控振荡器核心电路如图1所示，电感L和可变电容Cvar1，Cvar2组成谐振回路，NMOS对(M1，M2)和PMOS对(M3，M4)构成有源负电阻。采用PMOS管和NMOS管组成互补型交叉耦合电路结构能够有效地抑制共模信号对电路的影响，如衬底噪声和电源电压噪声，且互补交叉耦合振荡器输出幅度是单NMOS交叉耦合管的两倍，从而使振荡器具有更好的相位噪声性能。C1为滤波电容，PMOS管M5，M6构成有源电流源。

图1 控振荡器电路结构

2.1 可变电容管

可变电容按工作特性和工艺可以分为MOS变容管和PN结变容管，MOS变容管又分为反型结构、耗尽型结构和积累结构。积累型MOS变容管结构及等效电容如图2所示，在N阱中进行n+掺杂，这种结构能够阻止空穴注入沟道使其能工作在积累区和耗尽区，而无法形成反型层。当栅极接正电压时，多数载流子在通道表面形成一个传导平面，电容的可变电容Cv是栅氧化层电容，此时的电容为最大电容Cmax。当栅电压变为负时，空穴被吸引到表面与电子中和，形成的耗尽区，此时可变电容是的电容是栅氧化层电容COX，耗尽层随着电压的增加而增加，相比其他形式的变容管其具有较大的线性范围和较高的品质因数[2]。

图2 可变电容结构及等效电容

本设计采用的可变电容为TSMC 0.18 μm工艺库中的积累型 MOS 变容管，晶体管 W=2.5 μum，L=500 nm，finger数为12，电容的变化范围约为90～190 fF。振荡器正常工作时，可变电容两端的电压可以看成是一个较大振幅的正弦电压信号，因此其瞬时电容值是周期性变化的，可变电容的容值约等于小信号电容的均值，可变电容上瞬时电流为

式中:v(t)是振荡器瞬时输出电压，v(t)=Asin(ωt)+B由此可得一个周期内的平均电容为，

为了保证可变电容总能工作在线性区可用一个定值电容在输出端和变容管之间进行交流耦合，同时进行直流偏置。这样就减小了输出信号直流电平及共模噪声对变容管正常工作的影响[3]。

2.2 电流与输出振幅

当偏置电流较小时，振荡器工作在电流有限区;而当偏置电流较大时，输出信号的幅度达到了饱和值，此时受电源电压限制。则此时振荡器工作在电压有限区。工作在电流有限区时，输出信号的振幅大小与电流源和LC谐振网络的等效电阻成正比，对于互补差分耦合结构，电流源则周期地提供峰值为－IS～IS电流方波。对于非互补型差分耦合结构，电流源周期性向开关管提供0～IS电流方波。对于这两种形式的结构，工作在电流有限区的输出信号振幅分别为，由此可见对于相同的电流源工作在电流有限区的互补差分结构振荡器输出振幅比非互补结构的振幅大一倍，而高输出电压摆幅能够改善信噪比和相位噪声性能。因此对于低电流应用来说，互补型结构的压控振荡器对电流的利用率较高，输出振幅也较大。而当电流增大到一定值使输出信号的振幅达到饱和值时，振荡器便进入电压有限区。此时电流源漏极电流达到饱和，电流源进入线性区不再随参考电流而变化，振荡器输出振幅达到稳定[4－5]。此时的差分输出振幅为VO∝Imax·RT。

3 相位噪声分析

相位噪声是基于线性时不变理论的，即认为振荡器是一个线性时不变系统。实际电路中存在着其他性质的噪声，其相位噪声相比理想LC振荡器沿特性下降有一定差别，在较低的频偏时相位噪声降低速度明显大于，在较大的频偏时相位噪声不在随着频偏的增大而继续减小。Leeson提出的经典线性时不变模型

式中:F为器件的噪声因子，是一个经验参数;Psig为谐振电路的平均功耗;ω0为振荡频率;Q表示有载条件下的谐振品质因数;Δω为频率偏移量;区域的拐点频率。其模型典型曲线如图3所示。

图3 Lesson线性时不变相位噪声模型

Rael给出了Lesson模型公式中其相位噪声因子的表达式

式中:I为电流大小;γ为MOS管的沟道噪声系数;gmbias为电流源MOS管的跨导;Req为谐振电路的等效电阻[6－7]。

根据式(3)并考虑到Si工艺的特点，在设计电路的时候可以从3个方面来降低VCO的相位噪声:1)选择高Q值电感，但是考虑到片上电感的寄生参数对整个电路的影响，其电感值不可以太大，这样可避免寄生电容与电感产生谐振，否则可能导致频率过低，使VCO不能正常工作。2)增大VCO的输出信号振幅，但同时得考虑到输出功率与功耗的折中以及器件的击穿电压。3)采用全PMOS管设计尾电流源，埋沟道降低了MOS管沟道噪声，同时增加滤波电容，使得电流源在噪声通过滤波电容引入地，尽可能少地让电流源噪声进入LC谐振网络。

4 电路仿真及结果分析

使用0.18 μm射频CMOS工艺库，在Cadence spectreRF射频仿真工具中进行仿真，其版图如图4所示。在1.8 V电源电压下电路的频率覆盖范围测试结果如图5所示，可以看出本设计实现了3.38～4.06 GHz的无盲区覆盖，并且电路在兼顾大频率覆盖范围的基础上实现了低相位噪声和低功耗性能。VCO正常工作时功耗小于2.5 mW，在1 MHz频偏处的相位噪声如图6所示为 －119.1 dBc/Hz.

图6 VCO相位噪声曲线

5 小结

本文采用TSMC 0.18 μm工艺库进行设计仿真，设计出了一个中心频率为1.8 GHz的差分压控振荡器。采用高Q值开关电容阵列结构电路来增大了协调范围，并利用过噪声滤波和PMOS电流源的方式减低了相位噪声。该VCO工作电压为1.8 V，功耗为2.5 mW，相位噪声值优于－119.1 dB@1 MHz，完全能满足频率覆盖范围内卫星电视天线接收系统的应用要求。

[1]LESSON D B.A simple model of feedback oscillator noises spectrum[J]Proceedings of the IEEE，1966，54(2):329－330.

[2]REAL J J，ABIDI A A.Physical processes of phase noise in differential LC oscillators[C]//Proc.CICC 2000.[S.l.]:IEEE Press，2000:569－572.

[3]JERNG A，SODINI C G.The impact of devices type and sizing on phase noise mechanisms[J].IEEE J Solid －state Circuits，2005，2(40):360－369.

[4]YAN W，PARK C H.Filtering technique to lower phase noise for 2.4 GHz CMOS VCO[C]//Proc.ICSICT 2008.[S.l.]:IEEE Press，2008:1649－1651.

[5]毛懿鸿.3.2GHz CMOS电感电容压控振荡器设计[D].上海:上海交通大学，2008.

[6]黄水龙，王志华.自协调VCO频段选择技术比较与设计[J].半导体技术，2005，30(10):54－57.

[7]迟青青，李智群，王志功.1.8V低相位噪声全集成LC压控振荡器的设计[J].微电子学，2006，36(6):759－762.