驱动式DC-DC变换器设计

付铭骥，蔡佳倧

（1.东华大学 电气工程系，上海 201620；2.东华大学 通信工程系，上海 201620）

将一种直流电压变换成另一种直流电压称为DC－DC变换。在DC－DC转换技术中，采用直流斩波技术，广泛应用于电动汽车、地铁等交通工具中，其优点是可以获得平稳的加速、减速、快速响应和节能效果。DC－DC变换器包括驱动式、变压器隔离式等结构，笔者介绍的是采用斩波技术的驱动式升压和降压变换器。

1 系统概述

1.1 设计思想

设计该变换器的本质是设计稳压电源。稳压电源设计包括线性稳压电源、集成稳压电源和开关稳压电源，线性稳压电源，是指调整管工作在线性状态下（工作在放大区）的直流稳压电源。由于线性稳压电源的调整管相当于一个电阻，电流流过电阻时会发热，所以工作在线性状态下的调整管，一般会产生大量的热，导致效率不高。这是线性稳压电源的一个最主要的缺点。解决这一问题的根本办法是使调整管工作在开关状态，可以设想，如果调整管工作在开关状态，那么当其截止时，因电流很小（为穿透电流）而管耗很小；当其饱和时，因管压降很小（为饱和压降）而管耗也很小，这将大大提高电路的效率，线性稳压电路的效率仅为30%～40%，而开关稳压电源的效率高达70～95%[1]。

1.2 总体工作情况

笔者设计了一个斩波式开关稳压电源，分别实现DC－DC升压和降压。图1为本文的实验原理框图。

图1 开关电源的原理框图Fig.1 Block diagram of switch power supply

1.3 各个功能组成

整个变换器可以分为4部分，包括驱动式方波电路、功率管组成的调整电路、滤波电路和比较采样电路。

1.3.1 方波发生器

555定时器是一种多用途的单片中规模集成电路。该电路使用灵活、方便，只需外接少量的阻容元件就可以构成单稳、多谐和施密特触发器。多谐振荡器是一种自激振荡电路，当电路连接好以后，只要接通电源，在其输出端便可获得矩形脉冲，如图2所示，是一种占空比可调的方波发生电路，调节滑动变阻器的位置，即可改变输出方波的占空比[2]，占空比与电流输出能力有关，占空比越大，输出电流越大。

图2 方波发生器Fig.2 Square-wave generator

1.3.2 采样比较电路

比较放大电路由一个稳压管，一个滑动变阻器，若干电阻和LM339运算放大器组成，如图3所示，其中在电源和一个限流电阻的作用下，稳压管保持反向截止，电压约为3 V基准电压，接入LM339的负极性端；LC滤波的输出电压也就是最后的输出电压为UN送入正极性端，电路输出稳定的电压经过采样得到电压与基准电压之差，经运算放大器LM339的放大作用，得到控制信号UC，控制调整管的工作状态[5]。

当由于某种原因导致Uo升高时，采样电路将这一趋势送到LM339的正相输入端，并与反相输入端的Uref约等于3 V进行比较，则LM339输出高电平，小功率管T3导通，中功率管T2截止，大功率管T1截止，从而降低了占空比q，使UO降低，可知通过斩波达到了稳压的效果。当由于某种原因导致Uo降低时，与上述变化相反。通过调节滑动变阻器的分压值，可以改变升压和降压的倍数。

图3 采样比较电路Fig.3 Sampling compared circuit

1.3.3 调整管电路

如图4所示，调整管电路由大功率管T1（PNP管），中功率管T2（NPN管）和限流电阻R4组成。通过分析可知，流过调整管T1的电流Ic近似等于负载电流IL。负载电流增加意味着扩大调整管的电流，调整管作为大功率管，其放大倍数都较小，从而需要更大的基极电流。为了解决这一矛盾，可采用中功率T2管配合，在调整管的基极和中功率集电极之间加一个小电阻，用以降低调整管的基极控制电流，这个电阻必须满足在使T2不烧毁的情况下尽量的小。在T2管的基极加上一个电阻，以免因为T2的基极上直接加12 V电压而使管子烧毁。

图4 DC-DC降压电路Fig.4 DC-DC set-down circuit

若不考虑反馈时，由555多谐振荡器对中功率管的基极提供方波，则中功率管T2处于开关状态，当T2处于饱和状态时，大功率管T1导通处于饱和状态，此时T1的集电极近似为高电平12 V（忽略饱和压降）；当T2处于截止状态时，则T1也截止，T1的集电极出低电平0 V，这样大功率管T1和中功率管T2均处于开关状态，T1输出的波形送入LC滤波电路进行滤波。

1.3.4 LC滤波电路和尖峰电压吸收电路

如图4所示，L1和C3构成了LC滤波电路，实现换能电路将方波滤成直流电，当电容C3在电源供给的电压升高时，把部分能量储存起来，当电源电压降低时，就能把能量释放出来，使负载电压比较平滑；与负载串联的电感L1，当电源供给的电流增加时，把能量储存起来，而当电流减少时，又把能量释放出来，使负载电流比较平滑[3]。

在滤波电路中，如果电感L数值太小，在Ton期间储能不足，那么在Toff还未结束时，能量已放尽，将导致输出电压为零，出现台阶，此时电路工作在断续导电模式[4]，这是不允许的。该过程中，输入和输出电压关系可用公式（1）来表示：

同时为了使输出电压交流分量足够小，C的取值应该足够大。换言之，L和C的值越大，Uo的波形越平滑，此时电路工作在连续导电模式。

图5为升压电路的multisim仿真图，电感L1为储能电感，旁边的C1和R14为尖峰电压吸收电路，由于电感L1的电流不能突变性，在输入信号低电平时，三极管集电极会出现几百伏尖峰高压，因此需吸收电路进行吸收，用1 kΩ电阻和0.1 μF电容组成吸收回路吸收尖峰电压，则电阻越小吸收得越多。

图5 DC－DC升压电路Fig.5 DC－DC set-up circuit

2 电路组构与调试

2.1 设计总原理及仿真图

在multisim软件中，对升压和降压变换器分别进行仿真，如图4和图5所示，构成一个完整的DC－DC调压系统，在图4的降压系统中，若不考虑反馈，在方波发生器输出矩形波的驱动下，中功率管T2工作在开关状态。当T2工作在开（即饱和状态时），T1也工作在饱和状态；T2工作在截止状态时，T1也工作在截止状态，由此可知，T1，T2处于同时开或者同时关的状态，频率即为方波发生器输出的矩形波频率。

考虑反馈，在前面分析的基础上，若电路输出电压高于5 V，则经采样分压后送入LM339同相端的电压将高于3 V，与反相端的3 V经过比较器，LM339输出为高电平 （LM339高电平大约为12～14 V），小功率管T3饱和导通，则此时中功率管的基极可视为接地，中功率管T2截止，则引起T1截止，滤波电路的输入电压的占空比降低，输出电压降低，直到滤波电路输出电压小于5 V，经采样，LM339同相端低于3 V，LM339出低电平0 V，又根据LM339输出端的OC门结构，可知此时小功率管T3的基极为低电平，小功率管截止，导致中功率管进入饱和状态，同时大功率管进入饱和状态，滤波电路的输入端电压占空比升高，直到滤波电路的输出电压大于5 V，如此往复。此后电路处于动态平衡中，输出电压稳定在5 V。

图6为升压电路的仿真输出波形，由图可见，经过短暂的上升过程，输出电压基本稳定在12 V。

图6 升压电路仿真波形Fig.6 Boost circuit simulation waveforms

2.2 设计的实际电路输出波形

经过multisim仿真，构建实际电路，图7和图8为实际电路中升压电路的部分输出波形。

图7 集电极输出的尖峰电压Fig.7 Peak output voltage of the collector

图8 带反馈的集电极输出波形Fig.8 Peak output voltage of the collector with feedback

2.3 纹波分析

纹波是一个直流电压中的交流成分。直流电压本来应该是一个固定的值，但是很多时候它是通过交流电压整流、滤波后得来的，由于滤波不彻底，就会有剩余的交流成分。

调整管电路输出端的滤波电容不可能无穷大，而是一个有限值，所以输出端电压含有脉动纹波成分，对于连续导电方式有公式（2）：

式（2）中fs为开关频率，fs=1/T，fc为LC低通滤波器的固有频率。说明纹波可以通过LC低通滤波的固有频率来降低，使 fs＜＜fc，可使纹波降至最小[6]。

3 结束语

开关电源能耗低，输出电压稳定，是理想的直流调压方案。根据驱动式直流变换器的工作原理，分别设计了DC－DC升压和降压变换器，使用multisim软件进行仿真，并在实际电路中进行验证。实验证明，升压变换器可实现输入5 V直流电压，输出12 V直流电压；降压变换器可实现输入12 V直流电压，输出5 V直流电压，具有良好的直流变换功能。

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