车用新型AC-DC矩阵式变换器

徐 壮 殷冠贤 徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院 哈尔滨 150001）

1 引言

随着汽车电子系统容量的扩大，极限功率为3kW左右的传统14V供电系统已经逐渐过渡到42V系统，其中42V为整流器工作时的直流端电压，蓄电池电压为36V。而42V车用整流器在汽车行驶过程中将发电机所发出的变频变幅的交流电变换为42V直流电。21世纪汽车的发展受到能源、环保和安全的三大挑战。未来车辆对电能的需求和效率的要求使得设计适合的车用整合起动发电系统（ISA）显得尤为必要。目前的解决方案离真正意义上的ISA还有一定的距离。考虑到中国和世界巨大的市场，ISA的研发对中国的汽车产业将带来相当大的益处。ISA系统（见图 1）起动时由电动机带动引擎，当达到预定转速时，由引擎驱动汽车工作，此时电机工作在发电状态，向蓄电池充电。只需要一台电机和一套变流器就可以工作，而且满足降低排放和减少燃油的消耗量，几乎整个系统运行期间都能向蓄电池提供电能[1-3]。

图1 车用整合起动发电系统结构示意图Fig.1 The overall structure of the ISA system

传统PWM整流器被广泛采用于ISA系统，但有很多局限性：

（1）输出AC电压总小于直流母线电压。某些场合，可用的直流母线电压受限，需要加入DC-DC变换器。增加额外的变换装置加大了系统费用，降低了效率。

（2）死区的加入导致输出波形的畸变。在低速时会使系统不稳定。

（3）可靠性来讲，对 EMI噪声可导致击穿，毁坏逆变器。

42V PowerNet ISA系统[2]如果使用传统的VSI拓扑会给系统带来很大的能耗。如果不加入DC-DC变换器，ISA电机的尖峰相电压将受限于 24V。如此低的定子端电压要维持正常的起动转矩，会导致ISA电机起动电流非常大。由于电力开关有饱和电压降，较低的端电压也会给系统的控制带来问题，需要在算法上进行补偿。

AC-DC矩阵变换器是由三相-三相矩阵变换器推演出的一种新型拓扑结构的变换器。文献[4]在理论上对AC-DC新型拓扑结构进行了研究，在AC-AC调制算法的基础上推导了AC-DC整流控制的算法，并做了仿真研究。文献[5]在实验室实现了小功率的AC-DC矩阵整流器，得到正弦输入电流并与输入电压同相。但是，输入电流波形不是理想正弦，调制策略中的开关序列模式尚待完善。为了解决AC-DC矩阵变换器中的电气隔离问题，文献[6]将高频隔离变压器引入到 AC-DC矩阵变换器设计中。其中隔离变压器一次侧对高频干扰呈现很高的阻抗，而位于一次、二次绕组之间的金属屏蔽层又阻隔了一、二次侧所产生的分布电容。

本文的研究用于 42V PowerNet ISA系统的AC-DC矩阵变换器及其调制策略。与传统PWM整流器相比，AC-DC矩阵变换器的特点如下：

（1）可以实现单位功率因数和真正的功率因数可调。

（2）将 ISA发出的变频变幅的能量回馈蓄电池。

（3）直流侧实现恒定电压控制，低谐波输入电流。

（4）结构紧凑，体积小，串联的器件数目减少，故效率高，便于实现模块化。

不具有作为直流储能环节的电容，不需要预充电过程。在输入电源瞬时断电后重新供电时，变换器可以使负载迅速地恢复正常运行。

2 AC-DC矩阵变换器的拓扑和调制策略

AC-DC矩阵变换器由原先三相-三相变换[4]中的三相输出减去其中一相变化而来。

2.1 调制策略

三相-三相矩阵变换器拓扑结构如图2所示。

图2 三相-三相矩阵变换器电路示意图Fig.2 The AC-AC matrix converter

假设输入和输出频率比开关频率低得多，其数学模型表达如下：

输出电压

0＜dij＜1；i=A，B，C；j=a，b，c

式中 va，vb，vc——三相输入电压；

vA，vB，vC——三相输出电压；

ia，ib，ic——三相输入电流；

iA，iB，iC——三相输出电流；

dij——矩阵变换器开关占空比；

Vin，Vo——输入输出相电压峰值；

ωin，ωo——输入输出信号角频率；

θin，θo——输入电流和输出电压初始角；

ϕo——输出电流超前输出电压角度。

保持输入电压和输出电流不变，在三相输出电压中混加输入和输出信号的三次谐波分量，从而获得最大电压传输比，此时输出电压为

AC-DC矩阵变换器由三相-三相矩阵变换器推导而来，选择其中两个输出端作直流输出端，这里选择A、C两相。其必须满足以下条件：①满足矩阵变换器原理；②输出频率为零；③输出直流电压等于相电压最大值。则输出电压相角必须满足αo=ωot +θo=π/6 ± kπ/2，k=0,1,2,…

令k=0，则 θo=π/6，由式（7）得

若仅输入电压的三次谐波分量作用时，B相中无负载电流输出，可以断开。如图3所示。

图3 从三相-三相矩阵变换器推演的AC-DC矩阵变换器Fig.3 The reduced AC-DC matrix rectifier

此时输出电压和电流分别为

图4为AC-DC矩阵变换器主电路，在最优AV控制策略中，AC-DC矩阵变换器各桥臂各时刻的占空比计算如下：

图4 AC-DC矩阵变换器主电路Fig.4 The main circuit of the AC-DC matrix rectifier

式中 dpa(t)，dpb(t)，dpc(t)——正桥臂各时刻的占空比；

dna(t)，dnb(t)，dnc(t)——负桥臂各时刻的占空比；

M——给定调制比；

Vdc——输出直流电压；

Vil——输入线电压峰值。

系统输出直流电压 Vdc的中点电压可以用最优化AV法构造，如式（19）～式（20）所示。

式中 Idc——输出直流电流。

式（19）表明系统所需要的输出直流电压可直接利用对称三相交流电压合成，从理论上来说，低频调制合成的输出直流电压与电源频率和电源阻抗无关。可知变频交流电源作为 AC-DC整流器输入端是可以的。

2.2 开关状态分析

表1表明了某个开关周期内矩阵开关状态的变化。图5显示了表1状态下时段2和时段9时开关状态的简略图。终端脉冲电压 vpn除了含有一个直流分量外，还有谐波分量，因此，这里使用双向开关，构成的双向流通路径使得这些谐波分量得到了衰减。频率fs设置为5kHz，这里采用简单的LC低通滤波器，如图 6所示，截止频率为，应

表 某个开关周期内矩阵开关状态的变化Tab.The switching status in one sampling period

图5 在表1状态下时段2和时段9时开关状态的结构图Fig.5 The switching status in time-frame 2 and 9 in Table 1

2.3 输出低通滤波器的分析

为了滤除开关器件通断过程中产生的高次谐波，需要在终端输出直流端加上低通滤波器，系统开关满足 fc＜＜fs。

工程设计中，一般认为满足

取L=1.41mH，C=220μF 。

图6 低通滤波器在直流侧的等效电路Fig.6 The equivalent circuit of the low-pass filter on DC side

3 安全换流策略

从理论上讲，AC-DC矩阵变换器连接相同输出相的任两组矩阵开关若同时导通，则会导致三相输入电源发生相间短路，容易造成不可估量的严重后果。若任一输出相与输入相断路，即感性负载回路开路，则会产生很高的反向感应电动势，容易造成开关器件击穿。为了避免出现断路和短路的情况，同一输出相对应的三相开关器件要保证同一时刻只能有一相开通，三相开通的占空比之和为 1。实际工程实践中，由于功率开关器件的个体差异，实现换流时开关器件同步通断切换几乎不可能，因此，普通开关器件换流时无法避免开关重叠或关断死区，采用双向开关器件成为了解决这些问题的关键。本文采用共发射极的双向开关器件，四步换流的换流策略[7-9]，其换流的安全性离不开电量检测精确性，目前已经为矩阵变换器找到了多种换流方式，包含电量检测、换流步数、换流时间、开关损耗、换流影响以及共模电压[10-12]等等。本文提出的AC-DC矩阵变换器需在a、b、c三相中交替换流，以a换到b相换流为例论述。图7分别为四步换流Idc＞0和Idc＜0时的开关驱动波形，其中a、b为两相原始的驱动波形，其他为处理后的四步换流驱动波形。当Idc＞0时在换流第三步时换相成功，这是因为第二步过程中，uab＞0使得Sb负向开关寄生二极管处于反偏截止状态，b相开关器件处于反向阻断状态。而Idc＜0时，第二步就换流成功，这是由于在第二步时，uab＜0使得Sa正向开关寄生二极管处于反偏截止状态，a相开关器件处于反向阻断状态，从而b相负向开关器件顺利开通。尽管这两种换流情况稍微有所不同，但都能避免出现断流或者短路的情况，实现了安全换流。

图7 四步换流输入输出理想波形Fig.7 Four-step current commutation

根据以上换流原理设计出四步换流所需的CPLD逻辑电路图，若“1”代表开关的触发信号为高电平，“0”代表开关的触发信号为低电平，以图7为例，初始状态为a相导通b相关断，即1100。当某一时刻 a相驱动波变为低电平，b相驱动波变为高电平时，开始四步换流，换向顺序为1100，1000，1010，0010，0011。

4 仿真结果

从图8的CPLD四步换流仿真结果中可以看出p点和 n点各自的三相驱动脉冲经逻辑运算后都相互错开，并且三相占空比和为 1，不会出现短路或断流情况。利用Matlab/Simulink搭建仿真模型。仿真结果如图9所示，输出电压约等于42V，稳态误差为 2%，输入功率因数为 1，输入相电压峰值为46V左右，满足实验中的要求的输入线电压峰值为80V，调制比M=(4×42V)/(3×80V)=0.7，系统负载为10Ω电阻。

图8 CPLD四步换流仿真结果Fig.8 Implementation of four-step current commutation using CPLD

图9 仿真得到的滤波前后的输出电压、输入相电压和输入相电流Fig.9 Simulated implementation of AC-DC converter using a matrix converter topology

5 实验结果

图10为实验室 AC-DC变换器硬件平台，主回路使用英飞凌公司生产的FF300R12KE3型IGBT。

图10 AC-DC 矩阵变换器实验平台Fig.10 AC-DCmatrix converter prototype

图11为开关Sna和Snc占空比对应的调制波形。图12为采样得到的sinωt波形和计算出来的角度，系统运行的稳定性和采样精度、角度计算的准确性是离不开的。

图11 某一时间段开关Sna和Snc占空比对应的调制波形（标幺值）Fig.11 The modulation waveforms of Sna and Snc

图12 采样后算出的电压相角和采样得到的sin(ωt)Fig.12 Calculated voltage vector angle and sampled sin(ωt)

图13a为四步换流成功的波形，其中四路波形从上到下分别为 Spa+、Spa-、Spb+和 Spb-。图13b为某时刻B相到A相换流时驱动波形，关断时驱动电压为负压，示波器探头为×10档，换流时间快慢取决于 IGBT关断和开通时间，系统使用FF200R12KT3_E共发射极双向开关IGBT，其开通关断时间都为600μs左右，为留一些裕量，设置换流时钟1MHz，在1～2ms内换流成功，完全完成换流动作需要 4ms。从图 14、图 15可看出在未加输出滤波器之前，输出电压为脉冲系列，示波器电压探头为×10档，电流为100MV/A档，峰值为输入线电压峰值80V，且在某些时刻可能达到负值；经低通滤波器滤波之后，输出电压为直流，有少许纹波，但基本稳定在42V。图16为A相输入电压和电流，可以看出输入功率因数为1。

图13 电流正向和反向时B相到A相四步换流波形Fig.13 four-step current commutation between phase B and A,positive current and negative current

图14 2ms扫描输出电压Fig.14 The un-filtered and filtered output voltages,2ms/div

图15 100μs扫描输出电压Fig.15 The un-filtered and filtered output voltages,100μs/div

图16 输入相电压和电流Fig.16 The input voltage and current

通过仿真实验，本系统的特点体现如下：

（1）一般PWM整流器都是升压整流，本系统实现了降压整流，扩大了输入范围。

（2）应用四步换流策略，使得开关器件有50%的零电流关断的几率，减少了开关损耗，但对开关器件的开通和关断时间要求更高些。

（3）换相时不存在断路短路的情况，去除了死区时间，使谐波大大地减少。

（4）去除一般整流器直流母线大电容，省去了一般整流电路中Buck降压电路，减少了系统体积，控制更灵活等，输入功率因数为1。

从图15可见输出脉冲电压有冲击毛刺，可通过通断抑制吸收电路、瞬变电压抑制二极管解决[13]。

6 结论

由三相-三相矩阵变换器推演出 AC-DC矩阵变换器的拓扑结构和控制策略。

（1）实现了将变频变幅的三相交流电整流成直流电，根据输入的变化而随时改变输入输出调制比使输出直流电压恒定。

（2）对AC-DC矩阵变换器的整流运行过程中双向开关器件的开关状态、输出低通滤波器和开关导通时间的最大最小占空比等进行分析，得到了系统所需的参数。仿真和实验结果验证了本系统的有效性和正确性。

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