光伏高效软开关DC-DC变换器的数字化控制与实现

杜春水 张承慧 陈阿莲 赵方德 肖维荣

（山东大学控制科学与工程学院 济南 250061）

1 引言

目前，光伏并网发电已成为光伏利用的主要发展趋势和相关技术研究的热点[1]。由于光伏电池阵列最大功率输出受光照强度、电池板温度、各个串联组件性能参数等因素的影响比较严重[2]，通常尽量减小电池板串联数量，以降低光伏发电系统和功率开关器件的耐受电压。为满足光伏阵列最大功率点跟踪控制和并网电压需求，并网逆变器常带有升压环节。

非隔离型光伏并网逆变器漏电流对人身安全有较大的威胁[4-5]，因此对于大中功率等级的光伏并网逆变器要求有变压器隔离。变压器隔离型又可以分为高频变压器隔离和工频变压器隔离两种。高频变压器隔离型并网逆变器克服了工频隔离变压器存在的体积庞大、耗材严重、价格昂贵等不足[4]，在单相低电压中小功率光伏发电系统中应用较多。

近年来，各种全桥电路拓扑与PWM移相控制策略相结合的软开关技术[6-11]，大幅提高了DC-DC变换器的效率和功率密度，广泛应用于大功率低电压输出领域。为满足大功率隔离型三相光伏并网逆变器直流侧高输入电压（一般要达到 650V以上）要求，通常需要通过高频变压器升压，然而高升压比的二次电压峰值对整流二极管耐压要求非常苛刻。为此，文献[9]给出了一种二次侧串联整流的电路拓扑，有效降低了对快速二极管的耐压要求，但其CDD无源钳位电路导致变压器一次电流冲击大。文献[10]给出了一种辅助电感的降压输出电路拓扑，实现了全负载范围功率开关器件的软开关工作。

为满足光伏并网隔离逆变器高电压输入和全负载范围高效软开关运行，本文提出了一种改进型全桥软开关 DC-DC变换器，其高频变压器具有三个二次侧，其中两个升压绕组用于串联整流实现高电压输出；另一个降压绕组接换流电感，解决了空载或者轻载情况下，超前臂换流难的问题，实现了全功率范围内变换器的软开关，显著提高了变换器的效率。

为克服传统的移相控制专用芯片（如UC3875，UC3879等）的控制精度和灵活性差等不足[11]，实现变换器的高频化、数字化，设计了基于TMS320F2812的全桥移相PWM数字控制系统，简化了外围电路，提高了系统可靠性。

2 新型全桥DC-DC变换器系统结构

光伏升压全桥软开关变换器系统结构，包括主电路结构拓扑和控制系统。双二次侧整流串联主电路拓扑如图1所示，VT1和VT2为超前臂功率开关管，VT3和 VT4为滞后臂功率开关管，Ug1～Ug4为它们的驱动信号。VDT1～VDT4为开关管寄生的反并联二极管。C1、C2为超前臂电容，C3、C4为滞后臂电容，其中C1=C2=Cr＞＞C3=C4。VD1～VD8为快速恢复二极管，Lf为输出滤波电感，Co为输出滤波电容，Cb为阻断电容，Ls为饱和电感。

该拓扑与传统的全桥逆变电路主要有以下几点区别：①采用变压器双二次侧整流串联结构，满足了后级三相并网逆变器高输入电压的要求，同时降低了二次侧快恢复二极管耐压等级；②在变压器上增加了带有线性电感Lc的换流绕组 T12，满足了逆变器全负载范围软开关工作要求；③为克服传统移相控制变换器中环路电流大，损耗严重的问题，在变压器的一次侧串联了阻断电容Cb，有利于提高变压器的抗偏磁能力。

控制系统结构如图 1所示，采用 TI公司TMS320F2812芯片作为主控制器，主要功能模块包括：移相PWM的实现，A-D转换，故障保护，键盘与液晶显示。该系统首先将输出电压、电流信号经A-D模块转换成数字量，然后根据最大功率点跟踪控制的需求，调节DSP产生的四路控制信号的开关时间和相位差，并利用脉冲变压器驱动超前臂和滞后臂的功率开关器件。

图1 全桥ZVZCS变换器结构Fig.1 Structure of FB-ZVZCS converter

控制系统中的欠电压、过电压、过电流、过热等保护信号输送给DSP的通用I/O口，以判断其具体的故障类型，同时将这些保护输出信号相与后连接到 PDPINTA引脚，以实现故障时硬件保护，快速关断功率开关器件。由 CAN模块实现与上位远程数据通信；SCI通信模块完成现场操作控制和液晶显示。

3 新型全桥ZVZCS电路工作原理

经典的移相控制是通过调节超前臂和滞后臂导通脉宽相移，实现输出功率调节，而超前臂和滞后臂脉冲宽度不调节[8,11]。本文给出了一种新的不对称移相控制方案，它包括全桥式工作和半桥式工作两种情况。

全桥式工作控制信号特点如图2a所示：①超前臂和滞后臂开关管的开通时刻相同，而关断时刻不同；②超前臂控制信号脉宽调制，而滞后臂控制信号保持最大脉宽不变。该种工作模式可满足负载大范围内功率调节需求。而半桥式工作控制信号如图2b所示，超前臂已关断，超前臂电容与滞后臂开关管组成半桥式结构，此时仅滞后臂控制信号脉宽调制，以实现轻载微功率调节。

图2 非对称移相PWM功率调节控制信号Fig.2 Asymmetrical Phase-shifted PWM power control signal

新型全桥软开关逆变器的具体工作原理如下：设变压器的一次与二次单绕组匝比为1:n（n＞1），与换流绕组的匝比为1:m（m＜1），换流电感量为Lo，开关周期为T，导通时间为Ton，则占空比D=Ton/T。为便于分析，假设：①所有器件均为理想器件；②阻断电容值Cb＞＞Cr；③输出侧的两个二次侧整流电路器件参数一致，工作模态相同，分析时只考虑单个二次侧整流电路情况。

在全桥逆变器一个开关周期中，变压器正负半周期内电路的工作情况相同，现以正半周期为例说明，其主要工作波形如图3所示。

图3 主要工作原理波形Fig.3 Main waveforms

（1）[t1～t2]阶段：VT1和VT4零电流导通。假设系统已经稳定工作，t1时刻：VT1和 VT4同时导通，变压器一次和二次电流回路如图4a所示。此时加在变压器漏感、二次侧折合到一次侧的等效电感及饱和电感上的电压值为(Vin+VCb)，一次电流从零开始增加。由于饱和电感对电流变化的抑制作用，开关器件 VT1、VT4为零电流开通。当电流超过达到饱和电感的饱和值时，饱和电感相当于短路，一次电流开始迅速线性增加。

在此阶段，饱和电感为开关器件零电流开通提供了充分条件，同时也产生一点占空比损失。为减少占空比损失和励磁损耗，通常选择导磁率矩形性能好的铁氧体材料作为饱和电感磁心。

在[t1～t2]期间：变压器一次侧串联电容Cb的电压由反向最大值正向增加。由于变压器的一次电流ip较大，饱和电感Ls处于短路状态，快恢复二极管VD1和VD4导通，换流电感电流从最大反向电流开始正向线性增加。换流电感电流为

式中，iLc(t1) 为负峰值电流。

设变压器漏感为Ll1，则在变压器的一次电压作用下，线性增加的漏感电流为

式中，il1(t1) 为漏感的负峰值电流。

输出滤波电感Lf较大，在一个开关周期中输出电流Io近似恒值。因此，一次电流包括换流电感电流iLc、输出电流Io的折算值以及变压器漏感电流il1之和，即

阻断电容电压

式中，uCb(t1) 为其负峰值电压。

变压器一次电压

（2）[t2～t3]阶段：VT1零电压关断，VT4仍导通。如图4b所示，在t2时刻，VT1开始关断，变压器的一次电流从VT1转移到C1和C2支路，C1开始充电，电压值从零开始线性上升，因此VT1为零电压关断；C2开始放电，其电压线性下降。超前臂电容电压的变化率与负载电流有关，负载电流越大，上升速度越快。为保证VT1零电压关断，需根据最大负载电流和开关管的关断时间确定超前臂电容值。

快恢复二极管VD1和VD4仍然导通，输出电流Io近似恒流。阻断电容电压vcb不断升高，一次电流迅速地衰减，有效克服了传统移相控制存在的环流损耗大的问题。阻断电容Cb电压为

超前臂并联的谐振电容电压

图4 工作模态Fig.4 Working modes

（3）二极管VDT2续流，VT4关断。如图4d所示，超前臂电容C1的电压经LrCe谐振很快上升到输入电压Uin，C2电压下降到零。此后由二极管VDT2续流，饱和电感仍然饱和，VDT2-Cb-Lr-VT4形成回路。此时，变压器一次侧被短路，整流二极管VD1～VD4全部导通，为负载输出电流提供通路。

在t3时刻，由于阻断电容对一次电流的衰减作用，当电流降至零将要反向时，饱和电感退出饱和，一次侧相当于开路，开关管VT4零电流关断。

（4）[t3～t4]阶段：开关管工作“死区”。在[t3～t4]期间，由于变压器漏感和饱和电感的作用，变压器的一次电流很小几乎开路，阻断电容电压不变，快恢复整流二极管全部导通，变压器一、二次电压为零，换流电感的电流基本不变。

在下半个工作周期，首先VT2和VT3零电流开通，然后超前臂开关管VT2零电压关断，接着VT3零电流关断，死区阶段之后VT1和VT4同时零电流开通，其工作过程与上半周期相同。

（5）半桥式逆变工作模态。在负载轻载的情况下，超前臂开关管关断。超前臂电容和滞后臂开关管组成半桥式电路，实现功率的微调。在半桥式工作模态下，由于饱和电感的电流开关作用和阻断电容对一次电流的衰减作用，滞后臂开关器件仍为零电流开关。

由此可见，基于不对称移相 PWM控制策略的改进型逆变器，能够在全功率范围内实现功率开关器件的软开关。

4 数字化移相PWM生成方法

TMS320F2812是TI公司推出的32位数字信号处理器，专门为工业自动化、电力电子控制而设计，其处理能力可达到150MIPS。芯片内部包含两个事件管理器EVA和EVB模块，每个事件管理器包括2个通用定时器、3个全比较单元、8路PWM输出和3个捕获单元[12]。

4.1 利用DSP实现移相PWM波形的常用方法

目前，利用DSP实现移相PWM控制方法包括修改计数器初值法，硬件添加法。修改计数器初值法[13]，即先设T1CNT初值为x0，T3CNT初值设为0，通过控制算法计算移相角并根据移相角修改x0的值来实现移相控制，该方法需要利用两个事件管理器。硬件添加法，主要有 DSP+CPLD法[14]和DSP+D触发器法[15]，前者由 DSP产生两路可以移相的脉冲信号，通过CPLD对相应的控制脉冲信号反相得到另两路控制信号；后者采用DSP芯片和外加多个D触发器产生移相脉冲信号。可见，硬件添加法需要添加更加复杂的电路，实现过程较麻烦。

4.2 利用定时器比较功能实现移相PWM

根据改进型软开关逆变器的工作原理，本文给出了一种基于 TMS320F2812的不对称移相控制方案，如图5所示。

图5 改进型变换器的移相PWM产生原理Fig.5 Principle of phase-shift PWM for the new converter

利用定时器比较中断功能实现逆变器软开关工作所需的四路移相PWM控制信号。首先选择比较单元的互补输出Ug1、Ug2作为超前臂的驱动信号，Ug3、Ug4作为滞后臂的驱动信号。然后设置通用定时器T1的计数方式为连续减计数模式，死区控制寄存器DBTCONA设定所需要的死区时间，周期寄存器装入所需要PWM载波周期的值n0，COMCONA寄存器使能比较操作，使能完全比较器。在调制过程中n0保持不变，并设定CMPR1=n1，CMPR2=n2，在PWM周期中断中，改变n1和n2值以调整PWM移相控制信号的占空比。

在忽略死区时间情况下，不对称移相控制信号的具体实现方法如下：

（1）正常输出功率范围内。令寄存器CMPR2的值n2等于周期寄存器数值n0，即n2=n0。此时，滞后臂上下两只功率器件互补导通。改变n1值（n1≤n0）可实现超前臂导通脉宽 0°～180°变化，从而实现输出功率调节。当n1=n0时超前臂关断；当n1=0时，超前臂上下两个功率器件各导通180°，输出功率达到最大。

（2）输出功率由空载或轻载增加过程。首先，先令比较寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n1=n0超前臂关断，调节滞后臂寄存器的值n2从n0逐渐减小，滞后臂导通脉宽逐渐增加。当寄存器CMPR2的值n2= 0时，滞后臂脉宽达到最大。随着输出功率的增加，逐渐减少CMPR1的值n1，超前臂脉宽逐渐变宽，n1=0时达到最大导通脉宽。

（3）输出功率由满载或重载到空载减小过程。比较寄存器数值变化与过程（2）反方向变化。先增加CMPR1的值n1，当n1=n0后再增加CMPR2的值n2直到n2=n0，此时所有功率器件完全关断。

由此可见，在实现不对称四路移相 PWM信号产生过程中，只需一个事件管理器产生，而不需添加任何硬件，因而提高了系统可靠性。

图6为PWM信号的脉冲变压器驱动波形，开关频率20kHz，死区时间t=4μs。

图6 非对称移相PWM驱动实验波形Fig.6 Drive signal of asymmetrical phase-shift PWM

全桥模式工作的驱动信号如图6a所示，Ug1和Ug2脉宽调制改变输出功率，而Ug3和Ug4脉冲宽度为最大不变。半桥式工作的驱动信号如图6b所示，Ug1和Ug2全为零电平，即超前臂已关断；Ug3和Ug4脉宽调制改变输出功率。

5 控制系统软件设计

控制系统采用双闭环数字PI控制算法，内环为电流环，外环为电压环。如图7所示，GV(s)为电压PI调节器，GI(s)为电流 PI调节器，电压外环输出作为电流内环的参考基准，根据电流环调节器输出改变 PWM占空比，实现了输出直流电压的连续调节。

图7 控制算法结构图Fig.7 Structure of control arithmetic

数字控制系统的程序模块主要包括以下几部分：主程序、周期中断程序、比较中断程序、捕获中断程序和键盘显示程序，系统软件结构见下表。

表 控制系统软件结构Tab. Software structure of control system

6 实验结果

全桥DC-DC变换器由三相 AC380V交流电经调压整流后得到输入电压DC200～300V进行实验。输出电压 DC600～700V连续可调，开关频率20kHz，功率15kW。开关管VT1～VT4采用EUPEC公司的IGBT功率模块型号为BSM200GB60DLC，快恢复整流二极管采用APT30D100K。

超前臂与滞后臂的软开关工作波形如图8a～8c所示，Ug1、Ug4分别超前臂和滞后臂驱动信号的电压波形；ip为变压器一次电流波形；Uce1、Uce4分别为超前臂和滞后臂功率器件电压波形，Uo为输出电压波形；vcb为变压器一次串联阻断电容电压波形；iLc为换流电感的电流波形。

图8 软开关实验波形及样机Fig.8 Soft-switching experimental waveforms and the prototype

由图8a可以看出，超前臂开关管VT1开通时刻电流为零，关断时变压器的一次电流给超前臂并联的电容充电，电容的初始电压为零，因此VT1为零电压关断。图8b可以看出滞后臂开关管VT4开通和关断时刻，变压器的一次电流为零，因此滞后臂为零电流开关。图 8c可以看出轻载时半桥式逆变工作模式下，滞后臂功率开关器件仍为零电流开通、零电流关断。由于超前臂并联的电容容量较小，变压器的一次电流ip变化不大呈三角波。图8d为系统试验样机图。

7 结论

（1）本文针对三相光伏并网逆变直流侧高输入电压需求，提出了一种高频变压器隔离双二次整流串联升压、辅助绕组换流的全桥软开关 DC-DC变换器，克服了工频变压器隔离升压带来耗材多、体积大、笨重等不足，提高了整机效率。

（2）提出了一种基于TMS320F2812的非对称移相 PWM控制策略，详细分析了不对称移相控制情况下变换器的工作原理，给出了具体 PWM控制波形的产生方法，实现了全负载范围变换器数字化软开关控制。

（3）设计并制作了全桥软开关逆变器原理样机，工作效率高，运行可靠，具有良好的输出功率调节能力。

（4）该变换器不仅用于光伏并网发电系统，还可以用于燃料电池、小型风力发电、电动汽车蓄电池供电以及回馈型电子负载等直流升压场合。

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