基于UC3843PWM控制的恒流电子负载设计

邓木生，严俊，廖无限

(1.湖南铁道职业技术学院，湖南 株洲 412001;2.湖南工业大学，湖南 株洲 412001)

1 引言

恒流(CC)电子负载是一种通过吸收电源所提供的电能，以恒定的电流值来模拟或代替真实、静态负载的设备，即为一种可调的恒流负载。电子负载解决了传统测试中用电阻箱或滑线变阻器等需要人工调节导致控制精度低的问题，也可以模拟真实环境中的负载(用电器)。比如，一般对电源要求比较严格的厂家会用电子负载来检测电源的好坏，用以测试或调节负载大小，以及短路、过流、动态等运行工况。同时，在一些仪器仪表的测试中，也用电子负载进行动态负载的测试［1－3］。

电子负载主要分为线性电子负载和开关电子负载两大类。线性电子负载电流纹波系数较小，但功耗大、效率低(30%～40%)、体积大。而开关电子负载具有功耗低、效率高(约90%)、体积小的优势。

目前，电流控制PWM技术通过检测电感电流，直接反馈去控制功率开关管的占空比。本文根据电流控制技术的特点，着重介绍用PWM电流调制技术实现恒流型电子负载;基于反馈控制理论，控制N沟道大功率MOSFET的导通时间，实现对被测电流的控制，其控制精度高，电路简单，成本低廉［4－6］。

2 恒流型电子负载结构框图介绍

本文设计的100VA电子负载工作原理框图如图1所示。电子负载主要由PWM控制器、辅助电源及电压保护电路、高频隔离变压器、功率MOSFET开关管、可调的电位器、(一次侧)电流检测电路、高频滤波电路、功率电阻等组成。

图1 电子负载的原理框图

这种电子负载是基于专用PWM控制芯片UC3843的开关负载，主要采用反激式拓扑结构来实现可调的电流变换，可满足电流为0～5A可调恒流的要求。

3 电流变换电路设计

电子负载的电流变换电路主要由PWM控制器UC3843及外围器件、辅助电源及电压保护电路、高频隔离变压器、功率开关管、电流检测电路等构成。电流变换器电路图如图2所示。UC3843的内部结构如图3所示，UC3843是高性能电流模式控制器，专为电流变换器而设计，具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比调节、温度补偿参考、高增益误差放大器、电流取样比较器及大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET管的理想器件。

图2 电流变换电路

图3 UC3843内部结构图

图2中N1线圈电感为L、采样电阻R11、开关管Q组成了放电回路。设Q1导通，忽略其他回路的微小电流，则

式中，iL为N1线圈电流;i为电子负载放电电流。

当电感中的电流iL线性增大到使R11iL略大于电流取样比较器的门限时。UC3843输出端6输出低电平，此时Q1断开，电路中的电流iL为零，变压器充磁。而变压器N3二次侧的二极管导通，对变压器进行去磁，电流为i2，忽略其他回路的电流，则

式中，LN3为二次侧电感量。

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然后电流i2线性下降去磁，因此在一个周期中，变压器不会磁饱和。根据磁路平衡，一次充磁电流平均值IL与去磁电流平均值I2的关系如下:

调节R3电位器，即可调节UC3843的输出占空比，得到稳定的输出电压，当R13固定时，I2的值不变，IL的值不变，可对被测电压源进行恒流放电。

对图2所示的电流变换电路，Vin为被测电源，该电压分为两路:一路经R4降压以后为U1(UC3843)的第7脚提供直流启动电压，另一路经高频变压器的初级绕组N1为功率开关管的漏极提供工作电压。N2是电压反馈线圈，其感应电压经D2整流以及C5、C6滤波后供给U1工作电压。N2的另一个作用是监视、检测电路在运行中是否出现故障，并将故障信息送到U1中进行处理。

C1、R2是改善误差放大器的增益和频率特性，C2为消噪电容，C3、R10决定该电路工作频率，其工作频率与R10、C3有关，取R10为 8kΩ，UC3843输出占空比可达95%，C3为5nF，工作频率为50kHz。

R11是检测电阻，R7、C4构成滤波电路，他们一起构成电流检测电路并检测电路的工作状况，如过流、短路等。

R1为是斜坡补偿电阻，R6为栅极限流电阻;R6的取值决定了MOSFET管Q1的开关速度，一般取几Ω到几十Ω。

R5、C7、D1组成的缓冲电路用于限制高频变压器漏感造成的尖峰电压，R5取 5.6K，C7为 0.01μF，D1超快速二极管UF4007;C8、R8、D3组成的DCR缓冲网络，可以防止功率MOSFET管关断过程中承受过大反压，C8取 1nF，R8取 2.7K，D3 为超快速二极管UF4007。

在输出低电压、大电流的情况下采用肖基特二极管进行整流。R9、C9一起构成D4的吸收缓冲电路。C10、C11、C12是滤波电容，与L1构成高频滤波电路，R13是功率电阻，取3Ω/150W;

4 PWM控制电路介绍

4.1 一次侧的电流反馈检测电路

一次侧的电流检测电路由检测电阻R11、R7和C4(主要作用是滤波)构成，由于在UC3843PWM控制器内的电流比较器输入端设置了1V的电流钳位，当电流过大而使电流检测电阻的分压大于1V时，电流采样比较器输出高电平使PWM锁存器置0而使输出封锁。若故障消失，下一个时钟脉冲将使PWM锁存器自动复位。所以应该以1V为PWM控制器的第3引脚基准电压。上述参数设计的放电电流为0～5A可调，这时R11的值可由式(6)确定:

电流检测电路同时起保护作用，当电流过大时，R11上的电压大于1V，电流采样比较器输出高电平使PWM锁存器置0而使PWM输出封锁。

4.2 PWM占空比调节

电压反馈绕组电压经D2、C5、C6整流滤波后，被电阻R1、R3分压送入误差放大器反相，并与误差放大器同相端的2.5V(内部5V基准电压源分压后形成的)准电压进行比较，产生误差电压，从而控制PWM脉冲占空比，以此来稳定电流;当电位器R3的阻值变小时，放电电流值变大，反之，阻值变大时，电流值变小。

5 实验分析

下面对某个电压源输出电压时的相关电流波形进行测试，以验证其正确性和合理性。

5.1 PWM驱动信号及检测电阻上的电流波形测试

当电压源输出电压为直流电压70V与140V时，PWM驱动信号及检测电阻上的电流波形测试结果分别如图4与图5所示。波形测试以直流电源地为参考点，图中同时测得UC3843输出的PWM驱动信号(即MOSFET栅极驱动信号)和检测电阻上的电流信号，其中CH1为PWM驱动信号的波形，CH2为检测电阻R11上的电压波形。

从图4和图5可以看出，输入电压为70V时，MOSFET工作的占空比为35%，输入电压为140V时占空比为25%。当负载一定时，MOSFET驱动信号随着输入电压的升高，其占空比相应减少，即形成了电流负反馈的闭环控制。

图4 PWM驱动信号和检测电阻上的电压波形

图5 PWM驱动信号及检测电阻上电压波形

在上述测试波形中，CH1为PWM驱动信号的波形，其频率约为50kHz，信号波形没有畸变，接近理想状态;CH2为检测电阻上的电流波形，占空比比驱动信号的占空比大，主要是变压器电感引起的关断延时以及开关器件MOSFET的开通、关断引起的开通和关断尖峰信号造成的，并不会影响电流。开通和关断尖峰信号是MOSFET的开关特性所致，同时也是造成MOSFET发热的主要原因之一。

5.2 电子负载放电电流的计算

放电电流的平均值可根据以下式计算:

式中，I为电子负载放电电流;IL为变压器一次电感平均电流;I1为 MOSFET导通时起始电流;IP为MOSFET导通时峰值电流;T为工作周期;TON为MOSFET导通时间。

将图4的检测电阻R11的电压值除以检测电阻值(R11=0.2Ω)可得到相应的起始电流值和峰值电流值，代入式(7)可得:

将图4的实测值按以上方法计算可得:

式(8)与式(9)表明，该电子负载在电压源电压变化时，自动调节PWM驱动信号的占空比，保持直流平均电流不变。

6 结论

本文设计的基于UC3843PWM控制的恒流电子负载，基于反馈控制理论，当外部电压发生变化时自动调节PWM调制信号的占空比来控制N沟道大功率MOSFET的导通时间，实现对被测电流的控制，实现恒流的电子负载特性。其控制精度高，电路简单，成本低廉，具有广泛的应用价值。

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