一种双管正激变换器的环流分析及其抑制

沈国良，毛赛君

SHEN Guo-liang1,MAO Sai-jun2

（1. 南京化工职业技术学院， 南京 210048；2. 通用电气（中国）研究开发中心有限公司，上海 201203）

0 引言

双管正激变换器具有开关电压应力低、无桥臂直通、可靠性高等优点，广泛应用在高压输入中小功率场合。但是双管正激变换器的高频变压器铁芯单向磁化，利用率低；为了保证变压器可靠磁复位，工作占空比必须小于0.5；此外，输出电压和电流脉动变化幅值大，脉动频率低，增大了输出滤波器的体积和重量。为了克服双管正激变换器的上述缺点，同时保留其可靠性高的优点，通常将双路双管正激变换器进行组合。为了减小变压器体积，可以采用磁集成技术，两路双管正激变换器共用一个变压器，提高了磁芯利用率和有效导通占空比，大大减小了输出滤波器的体积和重量[1～6]。也可通过增加有源或无源辅助电路以实现开关管的软开关[7,8]，进一步降低变换器损耗。

本文研究了一种交错并联双管正激磁集成变换器，该变换器由两路双管正激变换器交错并联构成，共用一个高频变压器，提高了变压器磁芯利用率。但这种变换器工作时会在原边绕组中会产生环流，增加了变换器的损耗。参考文献[4]中分析了一种交错并联双管正激磁集成变换器参数不一致时，变压器磁芯的偏磁问题，同时，针对变换器的环流问题，提出了一种减小环流的方法，使环流减小一半，但是没有正确解释环流产生的机理。本文深入分析了交错并联双管正激磁集成变换器环流产生的机理，研究了一种基于抽头滤波电感的环流抑制方法，有效的抑制了变换器的环流和副边整流二极管的反向恢复，提高了变换器的变换效率。

1 变换器环流产生的机理

交错并联双管正激磁集成变换器电路拓扑如图1所示。开关管S1、S2，二极管D1、D2，变压器原边绕组Np1构成一路双管正激变换器；开关管S3、S4，二极管D3、D4，变压器原边绕组Np2构成另外一路双管正激变换器。

图1 交错并联双管正激磁集成变换器

在分析之前，作如下假设：1）所有开关管、二极管、变压器和电容均为理想器件，CS1=CS2=CS3=CS4；2）输出电感Lf足够大；3）变压器原副边变比为K为1，漏感Llk1=Llk2=Llk3=Llk4，变换器主要工作波形如图2所示。

图2 变换器的主要工作波形

为分析变换器的环流产生机理，利用开关模态对变换器进行分析。稳态时，该变换器一个开关周期有6个开关模态，其等效模态图如图3所示。

图3 各开关模态等效电路

1）开关模态1[t0-t1] ，如图3(a)所示

t0之前，S1-S4均关断，变换器原边没有电流通过，变换器副边通过D5、D8续流，变压器副边电压被箝位在零。t0时刻，S1、S2导通，输入电压Vin加在漏感Llk1上，原边电流iNp1以Vin/Llk的斜率线性上升。此时，副边整流二极管开始换流， D5、D8电流线性增大， D6、D7电流线性减小。

在t1时刻，D5、D8的电流等于I0，D6、D7的电流等于零，换流结束。本阶段持续时间：

2）开关模态2[t1-t2]，如图3(b)所示

在t1时刻， D6、D7开始反向恢复过程，其电流开始以Vin/2Llk的斜率反向线性增大。t2时刻之前，D6、D7还没有恢复阻断能力，变压器各绕组相当于短路。

本阶段持续时间T12是快恢复二极管反向恢复过程中，其反向电流达到峰值的时间，它与通过二极管的正向电流大小和正向电流的下降率有关。

3）开关模态3[t2-t3] ，如图3(b)、3(c)所示

t2时刻，D6、D7恢复阻断能力，出现反向电压尖峰。由于快恢复二极管反向恢复产生的电压尖峰值大于输入电压Vin，当该电压尖峰作用于变压器原边绕组时，使得原边电流iNp1减小。在原边电流iNp2的作用下，CS3、CS4两端电压从Vin/2上升至Vin， D3、D4导通。t3时刻，二极管D6、D7反向恢复过程结束，iD6=iD7=0，iNp1达到最大值。

4）开关模态4[t3-t4]，如图3(c)所示

t3时刻，原边电流iNp2开始减小，开始环流阶段。t4时刻iNp1=I0，iNp2=0，环流过程结束。

VDon是二极管D3、D4的导通压降之和，VDoff是二极管D6、D7的反向恢复电压。INp1是iNp1在t3时刻的电流值，Ron是开关管S1、S2的导通电阻之和。本阶段持续的时间为：

5）开关模态5[t4-t5] ，如图3(d)所示

t4时刻，变换器通过绕组Np1向负载传递能量。t5时刻，S1、S2关断，D5、D8导通续流，变换器开始另一半周期工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

通过分析可知，交错并联双管正激磁集成变换器原边环流的产生和副边整流二极管的反向恢复有关。二极管反向恢复过程中，在t1-t2阶段，二极管还没有恢复阻断能力，相当于短路，输入电压Vin作用在漏感上，原边电流迅速上升；在t2-t3阶段，二极管恢复阻断能力，产生的反向恢复电压大于输入电压Vin，作用在变压器原边绕组上，使得本应在该半个开关周期内不工作的原边绕组产生了电流，形成环流。环流峰值的大小与漏感Llk有关，Llk越大，环流峰值越小，环流时间越长。

2 变换器环流的抑制

为了解决环流问题，必须抑制整流二极管的反向恢复，变压器绕组上的电压不超过输入电压时就不会产生环流状态。采用抽头滤波电感电路可以抑制整流二极管的反向恢复，消除环流。抽头滤波电感电路如图4所示，其等效电路如图5所示，Lk为等效漏感，Lm为等效励磁电感，变比为1/N。在S1、S2关断，D5、D8导通续流期间，Lf1异名端为正，Lf2异名端也为正，因此D9导通，流过D9的电流线性增加，在Lf2的作用下，流过D5、D8的电流线性减小。在死区时间内，流过D5、D8的电流下降为零， D5、D8自然截止，不存在反向恢复。当 S1、S2开通后，通过 D5、D8的电流开始上升， Lf1、Lf2两端电压开始反向，流过D9的电流开始下降，在漏感Lk的作用下，D9的反向恢复过程被软化。

图4 抽头滤波电感环流抑制电路

图5 抽头滤波电感环流抑制电路的等效电路

3 实验结果

为了验证交错并联双管正激磁集成变换器环流产生的机理和抑制方法，在实验室完成了一台300W的原理样机，实验主要数据为：输入直流电压：Vin=270V；输出直流电压：V0=180V；变压器原副边变比：K=13：11；开关管（S1～S4）：IRFP460；原边续流二极管（D1～D4）：DSEI60-06A；副边整流二极管（D5～D9）：DSEI60-10A；抽头滤波电感Lf1=270uH，Lf2=410uH；输出滤波电容：Cf=470uF；开关频率：fs=100kHz。

图6 实验波形

图6(a)给出了开关管S1、S2的驱动电压波形，副边绕组Ns的电压波形和原边绕组Np1的电流波形。从图6(a)可以看出，副边整流二极管反向恢复产生的电压尖峰加在变压器绕组上，在变换器原边引起环流。图6(b)是采用抽头滤波电感电路的原边绕组Np1、Np2的电流波形，抽头滤波电感电路有效地消除了整流管反向恢复引起的原边环流，减小了变换器的通态损耗。

4 结论

本文利用变换器一个开关周期的6个开关模态详细分析了交错并联双管正激磁集成变换器环流产生的机理，变换器副边整流二极管反向恢复引起电压尖峰，加在变压器绕组上，在变换器原边形成了环流电流。据此研究了一种基于抽头滤波电感的环流抑制方法，实现了副边整流管的自然关断，消除了变换器的环流和副边整流管的反向恢复，减小了变换器的通态损耗，提高了变换效率。

[1] Treviso C H Q Peteira A A,Farias V J J,et a1.A 1.5kW operation with 90% efficiency of a two transistors forward converter with non-dissipative snubber[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference. Fukaoka,Japan：IEEE,1998：696-700.

[2] Nasser,H.Kutkut,. A new dual-bridge soft switching dc-todc power converter for high power applications[C]//IEEE Industrial Electronics Society.San Jose,CA：IEEE,1999(1)：474-479.

[3] Dharmraj V Ghodke,Mumlikdkrishnan K.Zvzcs dual twotransistor forward DC-DC converter with peack voltage of vin/2,high input and high power application[C]// IEEE Power Electronics Specialists Conference.Caims,Australia：IEEE,2002：1853-1858.

[4] Dharmraj V.Ghodke,K.Muralishnan.A 1.5 KW two switch forward zczvs converter using primary side clamping[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference Cairns,Qld：IEEE,2002(2)：893-898.

[5] Dehong Xu; Min Chen; Lou J,etc. Transformer secondary leakage inductance based ZVS dual bridge DC/ DC converter[J].IEEE Trans Power Electronics,2004,19(6)：1408-1416.

[6] 冯翰.双管正激组合变换器研究[D].杭州：浙江大学,2001.

[7] Hang Lijun,Gu Yilei,Lu Zhengyu.ZVS active-clamped compensative reset dual-switch forward converter[C]//IEEE Industry Applications Society,Hong Kong：IEEE,2005(3)：1980-1984.

[8] 陈威,洪小圆,吕征宇.一种软开关双主单辅有源钳位不对称双管正激变流器[J].电工技术学报,2009,24(3)：132-138.