基于GC5016的超声回波信号解调及动态滤波设计

谢 彬，林艺文，周桂荣

（1.汕头超声仪器研究所有限公司，广东 汕头 515041；2.汕头大学电子信息工程系，广东 汕头 515063）

基于GC5016的超声回波信号解调及动态滤波设计

谢 彬1，林艺文2，周桂荣1

（1.汕头超声仪器研究所有限公司，广东 汕头 515041；2.汕头大学电子信息工程系，广东 汕头 515063）

采用了一种用数字上/下变频器GC5016实现超声回波信号的解调和动态滤波处理的方法.使用通常用于调制和解调的芯片GC5016，将超声回波信号的动态滤波处理在信号解调的同时完成，降低了对FPGA乘法器资源的占用.

GC5016；超声回波；动态滤波；解调；信号处理

0 引 言

为提高超声回波信号的信噪比和图像质量，适应不同诊断模式下对显示图像的不同要求，各种新的数字信号处理方法不断地应用到超声诊断设备中，这提高了对设备信号处理能力的要求.DSP器件固然是一种很好的用于信号处理的芯片，但在现代全数字超声诊断设备中，FPGA以其强大的并行处理能力、高集成度、高性能及方便的可编程性，得到了更广泛的应用.采用DSP+FPGA的数字硬件系统结合了二者的优点，兼顾了速度和灵活性，正愈来愈得到人们重视[1].

本文的设计使用数字上/下变频器GC5016，实现超声回波信号的解调和动态滤波两项底层信号处理，满足了底层大数据量的快速处理.配合FPGA使用，减少了对FPGA硬件乘法器资源的占用.

1 GC5016

GC5016是美国TI（Texas Instruments）公司的一款4通道宽带数字上下变频器，其最大工作时钟频率可以达到160 MHz.本设计将其用于下变频模式.在这种模式下，其最大可支持4通道160 MSPS或者2通道320 MSPS的数据输入率（双倍速率模式）.

图1是GC5016在下变频模式下的结构框图[2].其CIC（Cascade Integrator Comb）滤波器是固定的5阶滤波器，但其抽取率可变.PFIR（Programmable Finite Impulse Response）滤波器则包含16个单元，每单元16个系数存储，可存储256个系数，最大支持512 taps（对称的FIR滤波器系数）的FIR滤波器[2].

图1 GC5016的下变频模式结构框图

2 超声系统原理

2.1 超声系统的基本结构

超声诊断系统的简单结构框图如图2所示.其中的数字信号处理模块属于底层信号处理，目前比较常见的是采用FPGA硬件实现，也有采用DSP或者DSP+FPGA组合的，但相对较少.

数字信号处理部分主要包含动态滤波、解调（或者包络检波）、TGC（Time Gain Control）、对数放大以及一些平滑和相关处理.另外，在彩超中，数字信号处理还包括彩色血流计算、壁滤波等.

图2 超声诊断系统结构框图

2.2 动态滤波

大量的研究和实验表明，组织的衰减不仅与被探测介质的深度有关，还与超声波的频率有关，频率越高，介质对超声波能量的衰减就越大[3].人体软组织对超声的衰减与频率大致成线性关系.

超声探头发射的超声波频谱具有一定的带宽，所以接收的回波信号也具有一定的带宽.宽频带中的高频成分能够有效地提高近场的成像分辨率，而低频成分能够有效地对较深处组织进行成像.但是，随频率增加的衰减对发射脉冲的频谱不利，高频分量比低频分量衰减得更多，致使回波信号频谱的中心频率将随着超声脉冲向深处传播而下移，可参见文献［4］的图5.3.59.

因此，在接收电路中，需要一个带通的匹配滤波器对接收信号限带，以获得最佳的信噪比（SNR）.这个限带过程就是动态滤波，它一般是波束合成后信号处理的第一步.之所以叫动态，是因为它需要随着接收信号所对应的深度变化，不断向下调整其通频带的中心频率，同时，还需要不断减小其通频带的带宽.这从文献［4］中的图5.3.59可以清楚地得到.

理论及实践均表明：没有动态滤波器，SNR的恶化与探测深度的下降会损害设备的实用性；有了动态滤波器，在深部，SNR及图像可视性得到改善，在浅部，可以保持高的观测频率，使分辨力及图像细微度得到改善，结果图像的总体质量得到了提高[4].

2.3 解调

解调用于将接收到的高频回波信号变换到基频信号.波束合成后的数据，经过解调后变为I、Q两路信号，再将I、Q信号求平方和后开方，得到可以用于显示的B型视频信号.当然，在显示前还需要进行其它的信号处理.

在传统的黑白B超中，从高频回波信号到视频信号的变换过程一般采用包络检波的方法，即对高频回波信号取绝对值后，再经过低通滤波取包络，得到可以用于显示的B型视频信号.其结果与通过解调得到的视频信号是一样的.但是在彩色血流图（Color Flow Image， CFI）和脉冲多普勒（Pulse Wave Doppler， PWD）频谱中， 需要用高频回波信号经解调后的基频信号来处理.因此，在彩超的电路设计中，我们可以只设计解调电路，而节省掉包络检波电路.

3 设计实现

3.1 设计原理

在黑白B超中，动态滤波是为了限带和提高信噪比而必须用的.而在彩超中，动态滤波只用于对B型显示的数据做处理，对CFI和PWD的数据不能使用动态滤波处理.GC5016有4个数据通道，可以将不同类型的信号处理用不同的通道分开.本文只讨论B型数据的动态滤波和解调处理.

对于B型数据的处理，传统方法一般是动态滤波后再检波（这里的检波用解调实现），本设计将动态滤波器更改为由解调后的低通滤波器来实现.带通滤波器的频响特性曲线经过“解调”——即将其中心频率通过频谱搬移到0频，则带通滤波器变为低通滤波器.由于其截止频率的要求比解调后用的低通滤波器要严格得多，因此原解调后的低通滤波可以省略.根据2.2节中所述的动态滤波器的特性，更改后的低通滤波器，其截止频率要随着对应信号深度的增加而减小.此外，动态滤波器的中心频率是需要不断下移的，因此更改设计后的解调本振频率也相应要不断减小.

3.2 硬件实现

图3为本设计实现的硬件框图，即在图2的数字波束合成和数字信号处理两个FPGA中间增加了一个GC5016芯片.其中，波束合成到GC5016、GC5016到信号处理的两个箭头表示回波数据流向，信号处理到GC5016的箭头表示GC5016的控制信号和配置数据流向.本设计中，由于配置GC5016的逻辑设计相对简单，使用的资源也很少，所以将这部分逻辑设计放在信号处理FPGA中实现.当然，GC5016也可以使用其它的FPGA、CPLD或者单片机等芯片进行配置.

图3 硬件实现框图

GC5016要完成的主要功能就是变频率解调和变截止频率低通滤波（这是对B型数据的处理通道而言的，其它通道本文不做讨论）.这就需要配置GC5016的FPGA能随着接收回波的深度，实时地改变GC5016的B型数据通道的解调频率（通过实时改写配置完成）.同时，GC5016也需要随着接收回波深度的改变，使用不同截止频率的低通滤波器来完成混频后的低通滤波.

3.3 GC5016的配置

3.3.1 变频率解调

传统超声诊断仪的图像，是以线为单位的，每一次发射接收，都得到一线的数据，一幅图像由不同线位置的线数据拼接而成.一线先后接收到的数据，表示由近到远不同距离上的信息.

本系统的回波数据采样率为40 MHz，即波束合成后的数据率为40 MSPS，GC5016输入时钟160 MHz，CIC滤波器的抽取率为2，PFIR滤波器的抽取率为2，数据采用IQ交替输出的模式，输出频率为80 MHz，故输出数据率仍为40 MSPS（一个I和一个Q才表示一个数据）.

每线数据的采样点数由公式（1）计算：

其中，N是线数据的采样点数，D是线所表示的深度，Fs为系统采样频率（即40 MHz），c为声波在人体内传播的平均速度（一般取1 540 m/s）.因此，如果按照扫描显示深度24 cm来计算，一线的最大样点数为12 467，系统设计取最大的线采样点数为12 288.如果图像格式为512线×512点，则线数据最大显示抽取率为12 288/512=24；如果最小显示抽取率取2，则对应的显示图像的实际深度约为2 cm.

根据现有的设计经验，在24cm左右的显示深度，回波信号的中心频率会下移30%左右，这从文献［4］中的图5.3.59可以得到验证.该图中，发射信号的中心频率为3.5 MHz，而24 cm处回波的中心频率约为2.5 MHz.实际设计时，一般认为信号对应的深度每增加1 cm，回波信号的中心频率下移1.25%.因此，在设计GC5016的解调频率时，从收到线头信号（每一线数据的开始）开始，以发射频率解调，每计数到512个数据样点（对应约1 cm），就改写一次GC5016的解调频率，使解调频率减小发射频率的1.25%.理论上，解调频率的下移步数越多步距越小就越好，但实际上这会对GC5016的正常工作带来影响，因此，本设计使用的步距为512个采样点调整一次频率.

在系统启动时，已经完成了对GC5016的整体配置，使用时只需更改其解调频率.参考GC5016的器件资料，根据对其进行配置的写时序图和控制信号建立、保持的时间要求，完成一次写操作的最小周期为45 ns，本设计进行一次写操作使用60 ns（在信号处理FPGA内使用一个200 MHz的时钟计数）.GC5016内部每个通道的解调频率寄存器为3个16 bit的寄存器，固定GC5016的当前页地址为B型数据通道的地址，改变其解调频率只需要进行3次写操作，需要180 ns.于是，这180 ns时间的后120 ns内，解调频率是错误的（在第一个写操作完成之前，即前60 ns，频率还是正确的），约为5个错误数据样点.在最大深度显示时，数据抽取率为24，即在图像中连续的错误数据样点最多只显示1个；而在最小深度显示时，数据抽取率为2，在一线512点显示数据中，中间会显示3个连续的错误数据样点.这些错误的数据样点在经过前后数据点的平滑和相关处理后，从系统最后的实际图像来看，几乎没有任何影响.

3.3.2 变截止频率低通滤波

与频率下移相似，低通滤波器截止频率的下移，理论上也是步数越多步距越小越好，但这实现起来很复杂，需要大量的存储器来存储滤波系数.传统的动态滤波设计，多使用12或16 taps的FIR带通滤波器.使用32 taps的带通滤波器已经可以获得很好的信噪比和满足远近场的要求了[5].本设计使用系数对称的32 taps低通滤波器，只需要使用16个系数存储单元.GC5016支持每个通道存储多组FIR滤波器系数，于是整个通道可以存储16组由大到小的不同截止频率的低通滤波器系数.

16组FIR低通滤波系数是与一个发射频率不同深度处的回波相对应的，与最大深度时的24步变频配合，采取前紧后松的方法，前8步变频，每一步变频更换一组滤波系数，后16步变频，每变2步更换一组滤波器系数.滤波器系数在系统启动时就以默认值下载配置到GC5016中.使用时，如果调整了发射频率，需要对GC5016重新进行配置，就要重新下载16组与该频率对应的系数.

FIR低通滤波器的设计使用Matlab软件辅助完成.系数量化为16 bit后，储存为GC5016配置软件cmd5016能够识别的系数文件格式.在设计FIR低通滤波器时，要综合考虑它前面的CIC滤波器频响特性，所设计的FIR滤波器需要对其进行校正和补偿，使CIC滤波器和FIR滤波器级联后满足滤波要求[6].

4 测试验证

本实验主要为验证变频解调及变频点处的数据连续性.在FPGA内部设计一个信号发生器，输出频率为5.25 MHz的正弦波.从5 MHz开始变频解调，配合以变截止频率滤波.另外，设计了线同步信号，来标识一线的开始.实验波形如图4所示.图中显示的数据样点未经过3.3.1节中所说的显示抽取.

图4（a）中，上面的1-0-1-0-1波形标识的是线同步信号、上升沿标识一线的开始、波形中的0值时间段、在实际的B超设计中用于传输下一线的各种参数.由于线同步信号是与波束合成后的数据样点同步的，解调的过程造成了数据的延时，所以实际使用中，还需要将线同步信号同步延时.从信号的幅度来看，随着解调频率的减小，解调后的信号频率变大，同时低通滤波器的截止频率也在减小，所以信号是在衰减的.

将图4（a）右边两竖虚线内的波形放大，得到图4（b）的波形.这里表示的是线尾与线头的连接处.实际处理时，一线数据完成以后，下一线开始之前，将输入数据清零，以免线尾的数据残留在滤波器移位寄存器中，对线头数据造成影响，因此中间有一段0值.GC5016的输出采用IQ交替输出模式，输出数据包络为相位差为90°的两个类正弦波.由图中可以看出，线头以5 MHz解调，得到250 kHz的数据频率，随着解调的频率不断减小，得到的信号频率就越来越高，线头线尾的波形周期差别明显.

图4（c）是从图4（b）中右边虚线的左边截出的一个周期波形的放大，即线头开始的第2个周期.图4（d）是从图4（b）中左边虚线的右边截出的两个周期波形的放大，即线尾的最后两个周期.这两段波形中都包含一个变频点，如3.3.1节所述，应该含有4~5个错误的数据样点，但从实际数据点波形来看，其平滑性和连续性都很好.在实际系统中，经过显示抽取后的连续错误数据样点更少，再经过后面的前后数据样点平滑和相关处理，对实际图像几乎没有影响.实际结果也证明，该设计能满足系统的运行要求.

图4 实验波形

5 结 语

本文所考虑的回波带宽仍有不完善的地方，但在中低端的超声诊断设备中，这样的处理已经可以满足实际使用和仪器的性价比要求.要设计更高端的设备，获得更好的回波信号信噪比，还需要更多地考虑探头本身的频响特性以及发射脉冲的频谱.发射脉冲数越多，发射信号的频谱带宽就越窄.例如，探头频响特性的中心频率为5 MHz，可发射的带宽范围3 MHz~7 MHz，以3.5 MHz发射时，发射信号频谱带宽范围2.5 MHz~4.5 MHz（发射脉冲数为2时，信号带宽约为发射频率的60%）.在本设计中，认为回波信号从0深度开始在2.5 MHz~4.5 MHz的频谱范围内，变频解调从3.5 MHz开始不断减小解调频率.但更周全的考虑应该是，认为回波信号从0深度开始是在3 MHz~4.5 MHz的频谱范围内，因此，变频解调是不是应该从3.75 MHz开始?这是一个需要结合探头的频响特性和发射脉冲数量的更深层次研究的复杂课题.

目前，Xilinx和Altera两家主流FPGA厂商生产的器件，性能强大、乘法器和Block RAM资源较多的高端器件价格十分昂贵，而中低端通用器件的乘法器资源在实际设计中又往往不够.GC5016的4个独立通道，可以使需要用不同方法处理的同源数据从各自的通道进行处理，把这部分解调和滤波处理从FPGA分离出来后，节省了大量的使用FPGA处理所需要的硬件乘法器资源.随着Xilinx Spartan-6系列和Altera Cyclone IV系列中端器件的即将量产上市，它们的乘法器资源数量比老一代产品有很大的提高，对今后低成本下的硬件信号处理设计有很大的帮助.

[1] 戴逸民.DSP+FPGA数字硬件系统设计与实现[J].世界电子元器件，2002（04）：46-48.

[2] Texas Instruments Incorporated.Wideband quad digital down-converter/up-converter[Z].2007.

[3] 陈智文，张旦松.B型超声诊断仪原理、调试与维修[M].武汉：湖北科学技术出版社，1992.

[4] 冯诺.超声诊断设备原理与设计[M].北京：中国医药科技出版社，1993：495.

[5] 周盛，计建军，杨军.基于FPGA的全数字眼科超声诊断仪信号处理设计与实现[J].电讯技术，2008， 27（1）： 69-71.

[6] 张惠军，程翥，皇甫堪.GC5016中滤波器的理论分析和综合设计[J].电讯技术，2007，47（2）：144-148.

Abstract：A method is designed to demodulate and filter the ultrasound echo signals，based on the digital up/down converter GC5016.The signal processing of dynamical filtering is implemented together with the demodulation by GC5016，which is usually used for modulation and demodulation.It decreases the usage of multiplier resources in FPGA.

Key words：GC5016； ultrasound echo signal； demodulation； dynamic filter； signal processing

Design of Demodulation and Dynamic Filter for Ultrasound Echo Signal Based on GC5016

XIE Bin1， LIN Yi-wen2， ZHOU Gui-rong1

（1.Institute of Ultrasound Instruments， Ultrasound Instruments Corporation， Shantou 515041， Guangdong， China；2.Department of Electronics and Information， Shantou University， Shantou 515063， Guangdong， China）

TN 911.72

A

1001-4217（2010）02-0056-08

2010-03-05

谢彬（1980-），男，广东汕头人，工程师.研究方向：数字信号处理及其FPGA实现.E-mail：xb@siui.com