一种光伏逆变器的多输出辅助开关电源设计

钟宇明

（深圳职业技术学院机电学院，深圳 518055）

1 引言

我们所研制的3 kW光伏逆变器需要一个多路隔离输出的辅助电源来给其内部电路供电。开关电源具有体积小、稳压范围宽和便于实现多路输出等优点[1]，其中单端反激式开关电源更具有电路简单、性能稳定、适合小功率的特点，所以选择它作为逆变器的辅助电源。反激式开关电源的工作原理可参考文献[2]。本文主要介绍它的设计过程，以满足光伏逆变器的需要。

2 辅助电源结构

图1 光伏逆变器的结构框图

光伏逆变器的结构框图如图1所示，输入是低压的光伏阵列，输出接高压的交流电网，具体工作原理可参阅文献[3]，低压和高压侧通过高频变压器实现电气隔离，所以在设计辅助电源时也要考虑低、高压的隔离问题。另外，此光伏逆变器所需辅助电源的输出路数很多，所以设计了 2个基于电流型PWM脉宽控制芯片UC2845A的反激式开关电源，如图2所示。

图2 辅助电源结构框图

3 开关电源1的设计

3.1 功率计算

输入是光伏阵列：Vin=36～70 V。

输出有以下几路：

Vfan：+12 V/1.2 A，2个风扇的供电电源。

Vpos：提供采样电路霍尔传感器、运算放大器等的供电电源300 mA及控制芯片UC2845A的自馈供电电源50 mA。由于此路需加LM7815稳压芯片进一步稳压，有3 V压降，所以设计为+18 V/350 mA。

Vneg：提供采样电路霍尔传感器、运算放大器等的供电电源。此路需加LM7915稳压芯片进一步稳压，所以设计为-18 V/300 mA。

Vdrv1、Vdrv2：均为+12 V/80 mA，分别提供全桥工频换向电路的2个上桥臂开关管的电源。

Vdrv34：+12 V/160 mA，全桥工频换向电路的2个下桥臂的公共电源。

其中，Vfan、Vpos、Vneg属于低压侧，而Vdrv1、Vdrv2、Vdrv34属于高压侧。

上述各路输出总功率约为 30 W，效率按η=80%计算，则输入功率约38 W。

3.2 变压器磁芯计算[4]

开关电源设计在 DCM 模式，所需最小磁芯可以按照(1)式估算：

式中，Ae是磁芯截面积，Aw是窗口面积，Po是输出功率，kp是系数 0.2，kw是磁芯窗口利用系数(取 0.4)，fs=150 kHz是开关频率，△Bmax=0.18 T是磁通密度的最大变化量，Jmax是流过绕组的最大电流密度（取6×106A/m2）。

选择 ER28磁芯，磁芯Ae=82.1 mm2,Aw=114 mm2, 可以满足要求。

输入绕组的匝数按照式(2)计算：

式中Vinmin=36 V是最小输入电压。UC2845A能输出的最大占空比50%，所以最大占空比设计在Dmax=45%。

为便于输出绕组的匝数计算，取Np=9匝。

输入绕组的峰值电流为：

输入绕组的电感按照式(4)计算：

磁芯所需气隙长度可由式(5)求得：

式中µ0= 4π× 1 0-7H/m 是真空磁导率。

3.3 各输出绕组及绕线

各输出绕组的匝数按照式(6)计算：

式中Np是输入绕组的匝数，Ns是输出绕组的匝数，Vs是该输出绕组对应的电压，Vloss是输出整流二极管上损失的电压，取Vloss=1.3 V。

选用8＋8的骨架，即骨架每侧8个引脚。考虑到低、高压需隔离且要有足够的距离，把Vin、Vfan、Vpos、Vneg这几个低压侧的绕组放到骨架的一侧（1～8引脚）；Vdrv1、Vdrv2、Vdrv34这几个高压侧的绕组放到骨架的另一侧(9～14引脚)，各绕组如图3所示。

考虑到集肤效应，不能选用太粗的线[5]，所以各绕组都采用0.3 mm的漆包线，采用多根并绕的方式。

另外，绕制高压侧的三个绕组时，尽量绕在磁芯的中间位置，即离磁芯的上、下端部要有一定的距离，且在磁芯上、下端都缠上3.5 mm的胶带（称为端空胶带），这样可以保证与低压侧的绕组在开关电源变压器内部有足够的距离。

图3 变压器1的绕组图

3.4 反馈及稳压电路

选取Vdrv34路作为电压反馈，用精密基准芯片TL431及配合光藕PC817隔离，把该路电压与TL431基准的误差信号经隔离后反馈到主控芯片，控制开关管MOSFET的开通与关断，进行占空比的调节，从而使Vdrv34路在各种条件下（输入电压或负载变化时）都能稳定在期望的+12 V。由于Vdrv1、Vdrv2路匝数与Vdrv34路完全相同，所以Vdrv1、Vdrv2路也能基本稳在+12 V。Vpos、Vneg路作为采样放大电路的电源，精度要求较高，需加稳压芯片 LM7815、LM7915进一步稳压。而Vfan路对精度要求不高，无需进一步稳压，但此路负载大，所以输出需较大的电容，且加入一个10 μH/2 A的电感组成LC滤波，以降低纹波。

4 开关电源2的设计

开关电源2的设计过程与开关电源1基本相同，不同的地方主要在于：(1) 设计的输入电压范围不同。(2) 反馈电路的方式不同。(3) 开关电源2的各路输出都是低压侧的，所以不需要考虑隔离。

4.1 功率计算

输入是光伏阵列：Vin=24～70 V。注意到最低启动电压为24 V，比开关电源1（36 V）低，这样在较低输入电压下开关电源1不启动，逆变器主电路不能工作，但开关电源2可以启动，给DSP供电。

Vcc: 8 V/500 mA。8 V经LM7805稳压芯片得到+5 V，提供串口、CAN总线通信电路的电源。5 V经电源集成芯片产生3.3 V和1.8 V给DSP供电。

Vdrv5、Vdrv6：均为+12 V/160 mA，分别提供全桥逆变电路的2个上桥臂开关管的电源。因全桥逆变电路的电流大，每个开关管采用 2个MOSFET并联均流的方式，所以驱动电流需160 mA。

Vdrv78：+12 V/370 mA，提供全桥逆变电路的2个下桥臂的开关管的公共电源320 mA及控制芯片UC2845A的自馈供电电源50 mA。

上述各路输出总功率（加上了输出整流二极管的管损耗）约为12 W，效率按80%计算，则输入功率约15 W。

4.2 变压器磁芯及输出绕组计算

采用与变压器1相同的计算方法，可以设计变压器。磁芯选用 EFD20，Ae=31 mm2,Aw=50 mm2。算得输入绕组电感L2=25.3 μH， 匝数Np2=13，气隙长度0.3 mm。选用6+4的骨架，各绕组的匝数和绕线如图4所示。不需要考虑隔离，绕制相对简单。

图4 变压器2的绕组图

4.3 反馈及稳压电路

选取Vdrv78路作为电压反馈。由于Vdrv78路属于低压侧，不需要经PC817隔离，可以采用另一种反馈方式。该路反馈信号输入到芯片UC2845A的反馈引脚，与芯片内部的基准比较，经内部误差放大器放大后，控制开关管MOSFET的开通与关断，进行占空比的调节，从而使Vdrv78路在各种条件下（输入电压或负载变化时）都能稳定在期望的+12 V。Vdrv5、Vdrv6路也能基本稳在+12 V。Vcc路加LM7805稳压芯片后输出稳定的+5 V。

5 实验结果

该辅助电源已用在研发的3 kW光伏逆变器中。当光伏阵列电压随光照变化时，辅助电源能保持稳定的输出。这里给出光伏逆变器工作在最大功率点－阵列电压 48 V时辅助电源的实验结果。图5是开关电源1的相关波形，图5(a)是开关管的漏源电压Vds1。图5(b)是反馈路Vdrv34路的输出电压Vdrv34及交流纹波Vdrv34_rip，主要是开关频率150 kHz的纹波，峰峰值约200 mV。图5(c)是Vfan路的输出电压Vfan及交流纹波Vfan_rip，纹波频率约222 Hz，峰峰值约220 mV，是风扇转动产生的低频纹波。图6是开关电源2的相关波形，图 6(a)是开关管的漏源电压Vds2。图 6(b)是反馈路Vdrv78路的输出电压Vdrv78及交流纹波Vdrv78_rip，是开关频率的纹波，峰峰值约200 mV。图6(c)是Vcc路经7805稳压后的输出电压+5 V及纹波+5V_rip，是开关频率的纹波，峰峰值约 70 mV。

图5 开关电源1的相关波形

图6 开关电源2的相关波形

6 结束语

该光伏逆变器的辅助电源具有体积小、重量轻、纹波小、运行稳定可靠等优点，获得了较好的实验结果，证明了设计的正确性。

[1] 浣喜明, 姚为正. 电力电子技术[M]（第 2版）. 北京:高等教育出版社, 2004.

[2] 张占松, 蔡宣三. 开关电源的原理与设计[M]（修订版）. 北京:电子工业出版社, 2004.

[3] 陈道炼. DC-AC逆变技术及其应用[M]. 北京:机械工业出版社, 2003.

[4] Marty Brown. 开关电源设计指南[M]. （第2版） 北京:机械工业出版社, 2004.

[5] 赵修科. 实用电源技术手册[M]. 辽宁:辽宁科学技术出版社, 2002.