一种输出可调CMOS带隙基准源

刘锡锋

(无锡机电高等职业技术学校,江苏 无锡214045)

基准源在集成电路应用中非常重要而广泛。基准电压的发展经历了早期的分压式基准电压到自举基准源和稳定性较高的带隙基准源。近年来，采用专门基准源电路来为系统提供参考电压也越来越广泛地被应用到高精度、低电压电路中。通常基准电压是电源电压和温度的函数，这导致在应用中基准电压变得不稳定而影响电路工作，严重的甚至引发逻辑混乱和错误。传统的带隙基准源虽然能产生对VDD和温度相对稳定的基准电压，但其局限性是其只能产生约1.25 V左右的基准电压。显然,固定的基准电压对于电路设计者而言限制非常大，特别是在功耗要求和核心电压越来越低的情况下,要想克服上述问题和限制，必须对传统基准源的结构有所改进。

1 可调带隙基准电路

在改动传统带隙基准电路的基础上得到如图1所示的电路，由于改进了电路，使得在能不改变传统带隙基准的特性（即温度和电源电压小相关性）的情况下，输出可调。电路共由14个MOS管、4个电阻、2个做二极管使用的三极管组成，主要由偏置电路、启动电路、强制电流镜、功能电路、输出电路五大部分组成。

偏置电路：图 1中M1、M2、M3作为偏置电路，为 M4提供偏置电压，M1、M2、M3的尺寸参照运放中偏置电路的尺寸，故可知M4栅端电压为1.5 V。

启动电路：M4为启动电路，它可以使得基准电路输出电压保证不在0点，而稳定于所要得到的电压点。因为由欧姆定律得知的电流电压特性曲线为一直线，而二极管的特性曲线为一指数函数。由电流镜原理可知，M11和M12源端电压和两个管子中流经的漏源电流I被强制相等,故当电路工作于稳定状态时，D2与R1中流过的电流相等，故此时D2的指数函数和R1直线函数必定相交。而指数函数和直线函数的交点有2个，除了工作点外0点也是它们的交点。为了避免电路稳定在0点，故需要外加启动电路。由图1可知，当电路处于0点时，M4的源端电压即 M9,M10的栅端电压为 0,则 VGSM4>VTHM4，M4则会给M9，M10上电，从而使电路离开 0点，直到电路稳定在工作点。当电路工作在工作点时，M4漏端电压将高于M4栅端电压，从而使得VGS降到低于阈值电压，使得M4关断，不会影响到正常工作的其他电路。

强 制 电 流 镜 ：M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11、M12共 同 组成共源共栅强制电流镜，通过该电路，可以使得流经M11和M12的源极电流强制相等，设为 I，同时由于共栅的接法，M11和M12远端电压也相等。

功能电路：R1、2 个 R2、D1、D2组成基准源功能电路。D1，D2两个基集共接的 PNP三极管在此是作为二极管使用，其中 D2的发射极面积为 25 μm2，D1的发射极面积为 100 μm2为 D2的 4倍。这样 D2的反偏饱和电流 ISS2应该为 D1的 4倍，由参考文献[3]可知：

由(2)式可得：

由二极管电流电压关系可知,当二极管正向偏置时，正偏电流为：

(4)式当正偏电压VD远大于热电压Vt时,可化为：

其中VD为二极管两端电压，Vt为热电压。

由于强制电流镜的缘故，可知VSM11=VSM12，为了简化符号,此处令 VSM12=V1，VSM11=V2；流经 R1的电流为 I1,流经R2的电流为I2，由欧姆定律可知，流经 2个 R2的电流也必定相同，即同为 I2。那么基于分流原理，流经 D2的电流必定等同于流经 R1、D1的电流，同为 I1。

即：

从而可以化为：

前面已经说明 ID1=ID2，结合(3)式，(9)式可化为：

从(11)式不难看出，其中包含了 Vt和 VD2这两个变量，而这两个变量中Vt为热电压具有正温度系数，VD2为二极管正向导通电压具有负温度系数，所以只要适当调配R2和R1的比率即使得I具有0温度系数。在镜电流I使之作用于电阻R3就可以得到一0温度系数基准电压，并且可以通过调整R3阻值来调整输出基准电压。热电压和二极管的温度系数如下：

如果R1的值已知，则R2也就知道，接下来计算 R1,由 CSMC 0.5 μm工艺条件可知二极管的 JS≈1.5 mA则当发射极面积A为25cm2时：

由式(3)、式(6)、式(8)、式(9)、式(11)可以推出：

如此就将I化做R1的函数，只要确定了I，就能求出R1。为了能够使最终的电阻不至于太大,方便集成，在本电路中工作电流设定为30 μA，把此值代入(14)，利用迭代法可以求出 R1约为 2.4 kΩ，则 R2即为 40 kΩ。

输出电路：输出电路由 M13,M14和 R3组成,其中 M13,M14和 M6,M8共栅，即镜像了 M6、M8中电流 I。 然后作用于R3,在R3端输出电压就得到了可以按使用者需要自由调节的基准电压。

2 仿真结果

由于是可调输出基准，所以本文分别对带隙基准电路在两种输出电压情况下做了电源电压仿真和温度仿真。仿真结果分别是：图2为1.25 V输出时电源电压对输出基准电压的影响,图3为1.25 V输出时温度对输出基准电压的影响；图4为250 mV输出时电源电压对输出基准电压的影响,图5为250 mV输出时温度对输出基准电压的影响。

从图2可以看出当1.25 V输出时，基准电压对VDD的偏差为一个正值：20 mV/V,这个值相对于分压型电路，偏差值几乎完全不受电源电压的影响，达到了设计要求。从图3可以看出，基准电压对温度的偏差为负温度系数,为-1.37 mV/℃。

同样,当 250 mV输出时对VDD的偏差为20 mV/V，这个值和1.25 V输出时对电源电压偏差值匹配良好，即说明本设计不论输出基准是多少伏，基准电压受VDD影响是一个定值。而基准电压在250 mV输出时对温度的偏差为一个负值,为-0.29 mV/℃。这个值较1.25 V输出时降低了很多，说明此电路当输出基准越小时，得到的温度特性越好。

从仿真结果可以看出输出电压稳定性良好，满足本设计要求。

本设计是在传统带隙基准电压源理论的基础上，对电路进行改进而得到的高精度、输出可调的基准电压源，在设计电路中增加了启动电路。仿真结果显示该设计温度系数高，可输出不同范围稳定的基准电压，达到了预期的设计目标。

[1]RAZARI B.模拟CMOS集成电路设计[M].北京：清华大学出版社，2004.

[2]艾伦 B，格里本.双极与CMOS模拟集成电路设计[M].上海：上海交通大学出版社，2007.

[3]DONALD A neamen.Semiconductor Physics And Devices[M].Beijing:Tsinghua publish house,2003.

[4]RAZAVI B,MCGRAW H.Design of analog CMOS integrated circuits[M].2001.

[5]ALLEN P E,HOLBERG R.CMOS analog circuit design 2nd ed[M].Beijing:publishing House of Electronics Industry,2003.