栅极电荷保持技术应用于有源箝位正激变换器

梁奇峰，彭建宇

（中山火炬职业技术学院电子工程系，广东 中山528436）

0 引 言

低压大电流DC－DC 模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率和功率密度是业界追逐的重要目标，而次级同步整流被认为是减小损耗、提高效率的有效途径。

有源箝位正激变换器不仅具有效率高、MOS 管承受电压和电流应力小等特点，还可以与自驱动同步整流技术相结合。有源箝位同步整流正激变换器在实际工业中得到了广泛的应用。将同步整流技术应用于有源箝位正激变换器时，传统的同步整流管的驱动特别是续流同步整流管存在死区问题，也就是MOS 管体二极管的正向导通压降大，反向恢复性能差，增加了电路的整流损耗，因此降低了变换器的效率。

下面介绍了一种有源箝位同步整流驱动电路，该电路采用栅极电荷保持技术，不仅结构简单，能较好解决同步整流管的死区问题，降低了同步整流管的整流损耗，而且提高了整个变换器的效率。文中详细分析了变压器副边电路的工作原理，并在原理样机上进行了实验验证。

1 有源箝位同步整流正激变换器驱动电路的分析

1.1 栅极 电荷保 持技术 的原理［1 ，2 ，3］

栅极电荷保持技术原理图如图1 所示。

图1 栅极电荷保持技术原理图

在正激变换器中，开关管S 通常为续流同步整流管，Cgs为其栅－源电容，Sa为辅助开关管。

在t1时刻以前，辅助开关管是导通的，Cgs上的电荷通过辅助管Sa释放掉，开关管S 上没有驱动电压。t1时刻，辅助管Sa关断，开关管S 上出现正的驱动电压，这个电压通过二极管D1对Cgs充电，开关管S 导通。在t2时刻，当开关管S 上的驱动电压消失，比如正激变换器中变压器磁复位结束，此时，辅助开关管仍然处于关断状态，二极管D1由于承受反向电压而截止，储存在Cgs的电荷由于没有放电回路而得以保持。因此，在没有驱动电压的情况下，开关管Sa仍然导通。在t2时刻，辅助开关管Sa导通，栅－源电容Cgs通过Sa放电，开关管S 关断。

1.2 栅极电荷保持技术在有源箝位同步整流正激变换器中的应用

在有源箝位同步整流正激变换器中［4，5］，为了实现原边主开关管和辅助开关管的零电压开关，需要设置一定的延迟，这就给副边的同步整流管不可避免地带来了死区。栅极电荷保持技术可以很好地解决有源箝位同步整流正激变换器为实现主开关管和辅助开关管零电压开通而带来的死区问题。同时，考虑到变压器漏感对同步整流管的开通影响，一般采用一个附加绕组驱动。电路原理图如图2 所示。

图2 有源箝位同步整流正激变换器

在图2 中，辅助开关管Sa一般采用小功率MOSFET 管，也可以用三极管。D6的作用是当同步整流管Q3关断后使其电压箝位在D6的反向截止电压，这样可以降低Q3的驱动损耗。从图2 可以看出，把栅极电荷保持技术应用于有源箝位技术只需要增加一个小功率MOSFET、三个二极管、一个附加绕组，电路实现起来和栅极电荷转换技术一样简单。该电路的工作原理和传统的有源箝位同步整流正激变换器相似，原边电路的工作过程在很多文献中有分析，所以下文着重介绍变压器副边的工作原理。

在进行讨论之前，作如下几点假设：

（1）所有元器件都是理想的。

（2）输出滤波电感足够大，故在一个开关周期中，输出滤波电感Lf和电容Cf可用一恒值电流源I0代替。

（3）Lks为变压器漏感在副边的折合值。

变压器副边电路的7 个工作模态图如图3 。

如图3 模态（a）中，原边的变压器复位已经结束，主开关管还没有开通，变压器副边绕组上的电压为零，但是由于采用了栅极电荷保持技术，开关管Q4仍然导通。

当Q3的栅源电压达到其门槛电压以前，Q3的体二极管导通，如模态（b）所示，这为Q3提供了零电压开通，从而减少了Q3的开关损耗。

图3 变压器副边电路的7 个工作模态

当原边主开关管Q1开通以后，输入电压加在变压器的原边绕组上，变压器副边电路从模态（b）变换到模态（c ），输出电流开始从 Q4换流到 Q3。

模态（d）中，换流过程结束以后，Q3导通，Q4关断，输出电流完全流过整流管Q3。对于附加驱动绕组支路，附加驱动绕组的感应电压通过二极管D7对Q3和Sa的栅源电容充电，二极管D6和D5由于承受反向电压而截止。

当原边主开关管关断以后，辅助开关管导通，变压器开始磁复位。变压器副边电路从模态（e ）变换到模态（f ），输出电流从 Q3流向 Q4，开始新的换流过程。在主开关管关断时，由于Q4的体二极管导通，Q4也是零电压开通，如模态（e ）所示。

模态（g）中，换流过程结束以后，Q3完全关断，Q4完全导通，输出电流流过Q4。在变压器磁复位结束以后，Q4的栅源电容储存的电荷由于没有放电回路而得以保持，因此Q4的栅源之间仍然有驱动电压而保持导通，即实现了栅极电荷的保持功能。

1.3 栅极电荷保持技术的问题

当栅极电荷保持技术应用于正激变换器时，它不仅适用于有源箝位复位方式，而且对其它复位方式也一样适用，但是在实际应用中，栅极电荷保持技术存在两个问题。

（1）栅极电荷保持时间。在栅极电荷保持期间，续流管Q4的栅极电荷可以通过三条路径缓慢放电：D5的PN结的电子漂移电流；Q4自身的栅源漏电流，如果辅助开关管Sa采用的是MOSFET，则是Sa漏源漏电流；通常Q4自身栅源漏电流相对于其它两部分来说很小，可以忽略不计。肖特基二极管的漂移电流为1 mA左右，当采用快恢复二极管时，该电流为1 μA，漏源之间的漏电流大约为100 μA，为此，虽然理论上，辅助开关管Sa可以是任何一个功率 MOSFET，D5、D6和D7可以是普通的二极管，但是从栅极电荷保持的角度来讲，这些开关管的选取并不是任意的。通常D5、D6和D7选取小信号二极管，例如BAS16，而辅助开关管选取小功率、小信号的MOSFET，在解决栅极电荷保持时间的问题上，也可以通过提高变换器的开关频率来实现。

（2）第二个问题是变压器副边由于两个同步整流管的共同导通而出现的短路问题。从对主开关管开通和关断过程中两个同步整流管的换流过程分析可以知道：两个同步整流管的关断速度很重要，尤其是Q3开通时，Q4的关断速度更为突出，因为只有当辅助开关管Sa导通以后，Q4的栅源电压降低到其门槛电压以下才能关断。这包含了两个过程，其一，辅助开关管Sa的栅源电压建立达到其门槛电压而导通的时间；其二，辅助开关管Sa导通以后，Q4的栅源电压下降到门槛电压的时间。

2 实验结果

图4 是50 W（2.5 V／20 A）实验主电路。控制芯片采用有源箝位专用芯片UCC3580 。

图4 实验主电路

实验主要参数为：输入电压为48 V（36 ～75 V）；输出电压为2.5 V；输出电流为20 A；开关频率fs＝150 kHz ；滤波电感为5.72 μH；变压器磁芯采用 EC系列的EER28 ，变压器的匝比为9∶1∶2 ，原边励磁电感为36 μH，副边漏感为910 nH，附加绕组的漏感为723 nH。

电路满载时的实验波形如图5 所示。图5 （a）为原边电流波形、主开关管驱动和漏源电压的波形，图5（b）为副边同步整流管的驱动波形。

从图5（a）可以看出，主开关管的漏源电压可以降低到零，主开关管实现了零电压开通；从图5 （b）可以看出，副边同步整流管的驱动波形互补，和前面的分析基本一致，则栅极电荷保持驱动方式，解决了死区问题，减小了整流损耗，提高了整流效率。当输入电压为48 V，整机在满载的效率可达到89 %。

图5 实验波形

3 结 论

本文介绍了一种应用于有源箝位同步整流正激变换器的驱动电路－栅极电荷保持驱动电路。该驱动电路解决了传统电压驱动存在的死区问题和有源箝位正激变换器为实现主开关管和辅助开关管零电压开通而带来的死区问题，因此降低了整流损耗，提高了变换器的整机效率。最后，制作了实验样机，在满载时，整机效率可达到88 %，实验结果验证了该驱动电路的正确性和可行性。

［1］Xie Xuefei ，CHUNG Hok Yan，PONG MH.Studies of self－driven synchronous rectification in low voltage power conversion［C］.IEEE1999 International conference power electronics and drive system，PEDS’99 ，Hong Kong.1999 ：212－217.

［2］胡宗波，张 波.同步整流器两种驱动方式的分析比较［J ］.电力电子技术，2001 ，（12）：56－60.

［3］Xuefei Xie ，Joe Chui Pong Liu，Franki Ngai Kit Poon，Man Hay Pong.Two methods to drive synchronous rectifiers during dead time in forward topologies ［J ］.IEEE2000.2000 ，993－999.

［4］陈道炼，严仰光.有源钳位正激变换器的理论分析与设计［J ］.电气传动，1999 ，1 ：27－30.

［5］刘耀平.有源箝位正激变换器的理论分析和设计方法［J ］.电源技术应用，2005 ，5 ：193－198.