基于扩频方法的谐波雷达目标检测研究

祝钊骏 贾小波 覃觅觅 叶金才 王国富

(1.广西科技大学 广西柳州 545006;2. 桂林电子科技大学 广西桂林 541004)

0 引言

谐波雷达又称非线性节点探测器,是利用非线性节点反射的谐波信号进行探测、识别的设备。谐波雷达通过发射基波信号,接收目标反射的二、三次谐波信号进而确定目标位置和属性[1]。因为目标反射的信号极微弱,比雷达发射机自身辐射的高次谐波分量还弱,谐波雷达接收信号时常受到自身辐射的高次谐波信号的干扰。此外,山川、河流、建筑等对电磁波的吸收和反射也对谐波雷达信号检测造成严重的干扰。因此,信号检测是雷达研制遇到的一大难题。传统雷达一般采取建立在统计检测理论基础上的统计判断方法,但受周围环境的影响,很难快速而准确地检测出有用的目标信号[2]。雷达接收机检测低截获率(LPI)信号时也常存在效果不理想的情况[3]。雷达信号检测困难的情况在MIMO雷达工作时也时常存在,如在MIMO雷达检测弱小目标时,因目标RCS角闪烁和噪声杂波的影响,会对检测结果造成不小的影响[4]。扩频(扩展频谱,Spread Spectrum,简称扩频)是一种非常重要的通信技术。扩频主要包括直扩、跳频、跳时和线性调频四种方式,通过扩频能有效提高谐波雷达的抗干扰能力。在文献[5]中提出了一种连续主动声呐(CAS)系统的联合检测通信技术,其中通过自适应M元扩频调制将信息嵌入用于声纳检测的波形中,从而实现实时通信检测。文献[6]中提出了一种新的混沌直接序列扩频用于水下保密通信,大幅提升了水声通信中信号的保密性与稳定性。可见扩频技术对信号的检测与提升信号的抗干扰性有着非常重要的作用。

本文采用直扩的方式对雷达基带信号进行扩频,提高雷达的抗干扰能力。在接收端通过带通滤波滤除二次谐波外其它波段的干扰信号,然后利用降采样滑动相关检测的方法对非线性节点反射回的二次谐波信号进行检测,判断检测环境中是否存在非线性结点。通过FPGA对谐波雷达收发系统进行验证,结果显示谐波雷达接收机可以大幅缩减滑动相关检测时的计算量,并且并能对二次谐波信号进行有效检测。

1 谐波雷达系统模型

直接序列扩频是将基带信号与高速率的扩频序列在时域上直接相乘,从而扩展信号的带宽[7]。在接收端,接收机产生与发射端完全相同的扩频序列与接收到的信号直接相乘,利用扩频序列尖锐的自相关性可识别出目标反射的二次谐波信号。

1.1 发射端设计

直接序列扩频的谐波雷达发射端流程框图如图1所示。基带信号产生后,扩频码序列(长度为511的m序列)与经过经BPSK调制的基带信号直接相乘,扩展基带信号的频谱。扩频后的信号经过4倍上采样的根升余弦滤波器对信号进行成形滤波。通过成形滤波后的信号经过混频完成载波调制,最后通过带阻滤波器,经由雷达天线发射。本文基带信号频率是60kHz,扩频码频率为30.66MHz,载波频率为30MHz。

图1 发射端流程框图

图2和图3分别为发射信号在时域和频域的波形。首先,发送端的信源数据进行BPSK映射和扩频码扩频之后,经过4倍上采样与带阻滤波器,输出信号的带宽在20MHz左右。最后利用经扩频后频率为30.66MHz的基带信号对载波进行调制。

图2 发射信号时域

图3 发射信号频域

1.2 接收机设计

相关性检测是雷达信号检测的主要任务之一。一般包括自相关检测和互相关检测两种检测方法,滑动相关检测是一种互相关检测。在接收机的设计过程中,滑动相关器是一个线性时不变系统。当输入信号与本地信号均为有限长序列时,满足一定条件的线性卷积等效于圆周卷积。时域上圆周卷积运算等于频域上两个信号序列DFT乘积[8]。

接收机接收回波信号时,如果本地信号s(n)=[I0,I1,I2,…,In],输入信号x(n),圆周卷积长度为L,根据采样定理,当L>n+N-1时卷积不发生混叠,那么有:

y(n)=x(n)×s(-n)*

(1)

与此相应,在频域上,则有:

Y(K)=X(K)×S*(K)

(2)

接收机接收信号后,经过采样、滤波和加权处理,然后x(n)与s(n)分别做L点的傅里叶变换,最后经过式(2)运算后得到相关性结果,再取包络与门限比较输出。

在信号处理中,接收机接收到的信号长度一般远大于本地参考信号的长度。因此有必要采用降采样的方式在保证接收信号不失真的情况下尽量降低接收系统的计算量,减小硬件资源的消耗。如图4所示为接收机系统框图,由于谐波雷达接收的二次谐波信号较为微弱需要进行放大处理,所以在滤波前增加了一级放大器对信号进行放大。FIR h(n)为带通滤波器,滤除接收信号中除二次谐波以外其它波段的信号。滤波之后的信号经过去载波和成形滤波接收两个步骤之后降低信号采样率以便后续在频域上对信号进行相关检测。因此降采样滑动相关检测主要是在频域上对扩频信号进行相关检测[9]。

图4 降采样滑动相关实现框图

假设系统的采样率为fs,带通滤波器h(n)点数为W1,去载波和成形滤波接收两个过程点数为W2,参与信号滑动相关运算点数为N,降采样系数为M。信号经过带通滤波器后计算量为W1N,经去载波和成形滤波接收后计算量为W2N。FFT与IFFT变换点数L为2的整数次幂,则总共需要约4Nlog2(N/M)/M次的实数乘法运算,FFT需要4N/M次的复数乘法运算,则最终计算量为

t=W1N+W2N+4Nlog2(N/M)/M+4N/M,而时域标准滑动相关计算量为t′=N2。若N=6000,W1=128,W2=16,M=4,则t=9.33×105,t′=3.6×107;t′/t=38.5,即t′是t的38.5倍。t′、t、M不同,W1、W2和N相同时,相应计算量如表1所示。可以看出,降采样系数增大,计算量减少。

表1 降采样滑动相关计算量表

1.3 长信号序列滑动相关

由于接收到的信号长度远大于本地参考信号,因此,有必要将接收信号分段,对每段信号做频域上的相关处理。分段相关的处理方法有重叠相加法和重叠保留法。考虑到重叠相加法所消耗资源过大,但是和重叠保留法检测效果相当,所以采用重叠保留法。

降采样滑动相关检测的效果如图5和图6所示。可以看到,采用降采样滑动相关的检测方法可以检测到PN结反射回的谐波信号。在信噪比为-5dB和0dB时,接收端都能检测出相关峰,且相关峰显著高于周围杂波信号,检测效果明显。

图5 降采样后信噪比0dB检测效果图

图6 降采样后信噪比-5dB检测效果图

注意到当信噪比为0dB时其噪声信号幅度要低于-5dB时噪声信号幅度。但是其主次相关峰的比值比-5dB大。由此可知,信号幅度越大,滑动相关检测效果越明显,虚警率也越低。

2 谐波雷达系统FPGA验证

为了检验所设计谐波雷达收发系统合理有效,我们利用FPGA进行验证。芯片选用Xilinx公司生产的Spartan-6 XC6SLX150,所选用的验证平台为Xilinx公司设计软件ISE14.7(Integrated Software Environment 14.7)。

2.1 发射端FPGA验证

如图7所示是发射端FPGA实现的模块框图。控制模块根据时钟模块生成发射端时序及使能控制信号。基带信号模块产生60kHz的时钟频率输出数据。随后将信号进行BPSK映射和扩频,扩频后信号与扩频码频率相同,为30.66MHz。成形滤波模块对I、Q两路信号进行上采样和成型滤波处理,由于成型滤波器采用4倍上采样,该模块输出信号频率为122.64MHz。最后将I、Q两路送入载波调制模块进行混频。因此整个系统的时钟频率设计为122.64MHz,各模块通过时钟使能控制信号以及计数器,完成30.66MHz、60kHz时钟频率下的信号处理。

图7 发射端FPGA模块框图

图8是发射端在FPGA中输出信号时域波形。其中信号1是发射端所发出的时域信号波形,信号2是经过成型滤波器后I路的信号,可以看到基带信号经过扩频和成形滤波之后是一个连续+1,-1交替产生的信号。信号3和信号4 分别是由DDS产生载波信号。

图8 FPGA输出的时域信号波形

图9和图10是发射信号时域与频域波形对比图。从中可以看出,仿真模型和FPGA的实现效果基本吻合。

图9 输出信号时域对比图

图10 输出信号频域对比图

2.2 接收机FPGA验证

频域的相关运算是接收机FPGA验证的关键。FPGA频域的快速相关算法架构如图11所示。通过1次FFT、2次逆FFT运算,可以逐个搜索整个区间的码相位不确定性。计算P个值的相关性,需要的复数乘法与复数加法的运算次数均正比于P2,而FFT的复数乘法次数为P/2lbP,复数加法次数为PlbP,于是完成整个替代过程需要的总复乘次数为1.5PlbP+P,复加次数3PlbP。以计算1024点的相关值为例,与直接计算相关的乘法计算量相比为(1.5PlbP+P)/P2=1.56%,加法计算次数比为3PlbP/P2=2.93%。在FPGA芯片中实现时,1024点的FFT可以直接调用Xilinx公司提供的内核来实现该模块[13]。

图11 频域快速相关算法示意图

天线接收到的信号后以数据流的方式进入相关模块,将信号以2的幂次方倍截成T段。信号依次去其中的2T点做FFT变换,可看作是I、Q两路在做每一次FFT时交替截取T点做FFT变换输出结果后再进行一次IFFT变换。

重叠保留法的具体实现架构如图12所示[12],输入信号序列分为两路进入相关运算模块(①路和②路)。①路数据流从第1个数据开始到1024个数据截止连续串行送入相关运算模块A(第一次相关运算),②路数据流从第513个数据开始到1536个数据截止,连续串行送入相关模块B(第二次相关运算),直至接收信号截取完毕。然后与ROM预先生成扩频码序列(与发射端的扩频码序列相同)共轭相乘,最后分别由模块A、B进行IFFT运算输出。由于相关运算模块A和B的输出时延正好间隔512个clk(时钟周期),而串行数据为512个clk,故乒乓切换两路串行数据后,执行复数求模运算。

图12 重叠保留法实现架构

图13是I路和Q路FFT的结果。其中yout4是接收端接收到的信号,x_r是经过4倍抽取后的结果。

图13 信号降采样后的结果

图14 信号降采样后的结果

图13是I路和Q路IFFT的结果。可以看出I路和Q路分别做IFFT变换时, Q路落后I路 512个clk(参见图12)。

图15为长信号序列滑动检测方法的检测效果图。可以看到在FPGA中,接收信号与本地信号做相关检测之后约50μs出现明显的相关峰,表明接收机可以成功检测到反射回来的二次谐波信号。

图15 信号相关检测结果

为了更直观地比较Matlab仿真与FPGA实现结果,图16给出Matlab仿真和FPGA验证检测效果对比。

图16 检测效果对比图

因为FPGA中信号数据是实时流动的,相关峰出现的位置随着检测时间变化而变化,所以FPGA检测结果与Matlab仿真的相关峰并不重合,但对于最终的检测结果并无影响。

3 结束语

本文研究设计了一种基于扩频方法的谐波雷达收发系统模型,发射端采用直接序列扩频的方式对基带信号进行扩频,提高雷达系统的抗干扰能力。接收端针对扩频信号采用降采样滑动相关检测,与常规的滑动相关检测计算量相比,降采样滑动相关检测可以极大减少检测信号时的计算量。此外,还利用FPGA进一步验证了所设计谐波雷达收发系统合理有效。