基于改进型ZVTBuck电路的IPT充电系统设计

摘 要：为了避免在感应式无线电能传输系统的耦合机构中增加多余的开关器件以及额外的无源元件，同时减小系统工作在高频率、大功率时全控型开关器件存在的开关损耗，提出基于改进型ZVT Buck 电路闭环控制的方法实现对电池的恒流、恒压充电，通过分析改进型ZVT Buck 电路的工作模态以及对电路参数的设计，确保在整个充电过程中DC-DC 变换器均工作在软开关状态，最后搭建充电电流为35 A、充电电压为370 V 的实验平台验证该方法的可行性。结果表明：该方法控制简单，并且降低了系统电路结构的复杂度，传输效率相对较高，能够满足恒流恒压充电需求。

关键词： 感应式无线电能传输；改进型ZVT Buck 电路；恒流恒压充电；软开关

中图分类号：TM72 文献标志码：A 文章编号：1671-024X（0024）01-0064-10

Design of IPT charging system based on improved ZVT Buck circuit

LIU Xueli，XU Rui，LI Yang，WANG Xueliang，KOU Suya，MENG Hang

（School of Electrical Engineering，Tiangong University，Tianjin 300387，China）

Abstract：In order to avoid adding redundant switching devices and additional passive components in the couplingmechanism of the inductive wireless power transmission system，and to reduce the switching loss of the fully-controlled switching devices when the system operates at high frequency and high power，proposes a closed-loopcontrol method based on the improved ZVT Buck circuit is proposed to achieve the constant current and constantvoltage charging of the battery. By analyzing the working mode of the improved ZVT Buck circuit and designingthe circuit parameters，it is ensured that the DC-DC converter works in a soft switching state during the wholecharging process. Finally，an experimental platform with a charging current of 35 A and a charging voltage of370 V was built to verify the feasibility of the method，this method is simple in control and reducing thecomplexity of the system circuit structure，and the transmission efficiency is relatively high. The method canmeet the requirements of constant current and constant voltage charging.

Key words：inductive wireless power transfer；improved ZVT Buck circuit；constant current and constant voltage charging；soft switch

感应式无线电能传输（inductive power transfer，IPT）技术的出现给电气设备带来了一种安全、方便、可靠的新型供电方式[1-3]。其能量通过磁场耦合方式从电源传递到负载，实现了电能的非接触传输。目前广泛应用于家用电子设备[4]、电动车充电[5-6]和轨道交通等领域。新能源电动汽车的快速发展正在逐步改变人们安全、低碳、便捷的出行方式。将IPT 技术应用在电动汽车充电中，可以有效地避免传统的接触式充电[7]的触头磨损、老化[8]以及漏电、跳闸等隐患。

典型的电池充电过程分为2 个阶段[9-10]。恒流（con-stant current，CC）充电： 充电电流以设定电流值保持恒定，充电电压不断上升； 当充电电压升至设定电压值时进入恒压（constant voltage，CV）充电阶段： 充电电压以设定电压值保持恒定，充电电流不断下降，减小到截止电流时充电结束。变负载情况下IPT 系统的恒流恒压充电大致可以通过3 种方式实现。淤采用不同的负反馈控制方式。通过控制高频逆变器中超前臂与滞后臂之间的移相角对电源的输出电压进行调节[11-13]。但是随着系统负载阻值的增大，两桥臂之间的相角差会逐渐减小，这将导致充电效率大大降低，同时系统很难实现零电压开关（zero voltage switch，ZVS）；通过对逆变器频率的调节同样能够实现系统输出与负载无关的恒定电流和电压[14-17]，但该方法同样会导致逆变器实现零相位角困难以及传输效率低等问题； 通过控制接收端DC-DC 变换器来调节输出电流或输出电压[18-19]。于变补偿拓扑方式。文献[20-21]在副边电路加入2 个交流开关和1个附加电容，文献[22]在-边电路加入3 个交流开关和1 个附加电感，该方法在不同的充电阶段使用相应的电路拓扑，并通过切换开关管的通断实现系统恒流恒压充电状态的切换。盂变补偿参数方式。文献[23]基于S-SP 补偿拓扑在副边电路增加1 个交流开关和1 个附加电容，文献[24]基于SS 补偿拓扑提出通过在-边电路加入1 个附加电容和1 个半导体开关，利用开关的通断改变串联在电路中的补偿电容，从而实现系统的恒流恒压切换。采用变补偿拓扑与变补偿参数的方法在电路中均加入了额外的开关器件以及附加电容或电感，这大大增加了系统电路结构的复杂度以及控制难度，并且每个交流开关通常由2 个MOSFET 组成，系统成本也大大增加。

结合上述充电方法的分析，本文提出通过控制系统一次侧改进型ZVT Buck 电路的方法实现恒流恒压充电。该方法无需在系统中加入多余的开关器件以及无源元件，简化了系统电路结构的复杂度，电路也无需复杂的移相控制以及调频控制。该方法不但能根据负载阻值大小自动控制改进型ZVT Buck 的占空比D实现系统恒流、恒压及其切换的输出，同时DC-DC 变换器在整个充电过程中工作在软开关状态，减小了全控型开关器件存在的开关损耗。最后搭建了IPT 充电系统的仿真模型以及实验平台，验证了本文所提出方法的可行性与正确性。

1 改进型ZVT Buck 电路

1.1 工作-理

改进型ZVT Buck 在1 个周期内共有7 个模态，本文将不同的模态使用t0—t7 进行划分，其工作模态与主要变量的波形如图1 所示。

假设在t0 之前，主开关管与辅开关管均为关断状态，滤波电感上的电流ILf通过主二极管D1 续流，此时iq1= 0，iqa= 0，iLr= 0，uCr= U1，uCs= 0。

（1）模态1（t0—t1）—— —辅助开关管导通。在t0 时刻，辅助开关管Qa 导通，由于流经Qa 的电流iLr受到谐振电感Lr 的控制不能发生突变，因此辅助开关管Qa 可以实现近似零电流开通。当Qa 导通后，谐振电感电流iLr开始线性上升，因为滤波电感Lf 的取值较大，其电流ILf近似恒定，又因为流经滤波电感的电流ILf= iLr+ id1，所以主二极管的电流id1随着iLr的上升而线性下降，当到达t1 时刻时，ILf= iLr，主二极管D1 自然关断。

（2）模态2（t1—t2）—— —谐振状态。在t1—t2 时刻内，iLr继续线性上升，大于ILf的部分流至谐振电容Cr，此时谐振电容Cr 与谐振电感Lr 开始谐振，Cr 两端电压按谐振规律下降至0。

（3）模态3（t2—t3）—— —主开关管导通。由于在t2时刻后，Cr 两端电压为0，此时主开关管的反并联二极管DQ1导通，此时主开关两端电压被钳位为0，在t2—t3时刻内开通主开关管可以实现零电压开通。

（4）模态4（t3—t4）—— —辅助开关管关断。在t3 时刻，主开关管Q1 零电压导通，辅开关管Qa 关断，谐振电感Lr 中的能量开始通过二极管D2 向缓冲电容Cs释放，由于主开关管和二极管D2 处于导通状态，缓冲电容Cs 相当于直接并联在辅开关管Qa 两端，使其两端电压的上升率受到限制，因此辅开关管Qa 的关断可以近似实现零电压关断。

（5）模态5（t4—t5）—— —能量释放阶段+主开关管零电压关断。在t4—t5 时刻内，直流电压源U1 通过主开关管向负载释放能量，其工作模式与典型Buck 电路的导通状态相同。在t5 时刻，由于谐振电容Cr 同时具有缓冲作用抑制了主开关两端电压的上升率，因此主开关管Q1 近似实现了零电压关断。

（6）模态6（t5—t6）。在t5—t6 时刻内，谐振电容Cr两端电压上升至U1，缓冲电容Cs 两端电压下降至0。在达t6 时刻，主续流二极管D1 在零电压条件下导通，辅助二极管Dr 零电压关断。（7）模态7（t6—t7）。在此模态，电路通过主续流二极管D1 进行续流，工作模式与典型Buck 电路的关断状态相同，此模态为1 个开关周期内最后1 个模态，进入下1 周期后工作模式回到模态1。

2 变负载IPT 系统恒流恒压充电控制设计

2.1 恒流恒压充电控制-理

本文选用最典型的串串（SS）结构作为补偿拓扑，如图2 所示。其中：UP 为等效高频逆变电压源；IP 和IS分别为流过发射线圈和接收线圈的电流值；LP 和LS 分别为发射线圈和接收线圈的等效自感；CP 和CS 分别为发射线圈和接收线圈的串联调谐电容；RP 和RS 分别为发射线圈和接收线圈的内阻；M 为发射线圈与接收线圈之间的互感；Req 为等效负载阻抗。

2.2 变负载IPT 系统恒流恒压充电控制器设计

2.2.1 恒流恒压充电控制方案

通过分析系统充电电压与充电电流的影响参数，在系统的一次侧与二次侧均加入恒流恒压充电控制器，两侧通过无线通信协同作用，自动调节改进型ZVT Buck 电路中开关管的占空比D 实现系统变负载下的恒流恒压充电控制，基于改进型ZVT Buck 电路恒流恒压控制-理图如图4 所示。

图4 中，负荷侧通过电压、 电流检测获取系统的充电电压U0 与充电电流I0，DSP（2）通过ADC 模块对检测到的数值进行采集，同时利用无线通信在系统的一次侧与二次侧之间建立联系，将采集到的数据实时发送并由DSP（1）接收。以SCI 模块接收到的电压电流值为±据对系统负载阻值大小进行计算并判断当前系统充电状态，计算当前阻值下稳定在预设充电电流或充电电压所需的占空比，当负载变化时通过调整改进型ZVT Buck 电路的占空比D 来调节ePWM1 的输出以实现系统变负载的恒流恒压充电控制。与此同时，由于纯阻性负载的变化不会影响系统谐振频率，因此只需控制ePWM2 输出与系统谐振频率相等的频率即可。

2.2.2 控制流程图

本文控制器基于所使用的TMS320F28335 型号，用CCS6.1 仿真软件编写控制程序，其控制流程如图5所示。

图5 中，二次侧控制器主函数包括ePWM3、SCIA和ADC 模块的初始化以及ADC 中断函数，通过配置相同的通信协议和波特率在一次侧与二次侧控制器之间建立联系，在ADC 中断里把数据实时发送至一次侧。一次侧控制器主函数包括ePWM1、ePWM2 和SCIA 模块的初始化以及SCIA 中断函数，其中ePWM1和ePWM2 相互独立输出，分别控制改进型ZVT Buck电路和全桥逆变电路。在SCIA 中断里将接收到的值和预设充电电流与充电电压值进行比较，在达到充电电压值之前系统处于恒流阶段，由于SS 拓扑具有恒流特性，此阶段只在初始时刻调节一次占空比； 当达到充电电压值时进入恒压阶段，该阶段不断计算系统负载阻值大小并计算控制系统输出电压与充电电压相等所需的占空比，实时对ePWM1 的输出进行调节。

3 仿真研究

3.1 仿真模型设计

图6 所示为变负载IPT 和改进型ZVT Buck 电路的IPT 充电系统仿真模型。为了验证上述理论的正确性与可行性，搭建了恒流输出35 A 恒压输出370 V 的变负载IPT 充电系统Simulink 仿真模型，如图6（a）所示。该模型包括主电路、控制模块和测量模块，同时搭建了可变负载模块模拟实际充电时电池内阻的变化。当检测到负载阻值变化时，控制模块调节该阻值下维持当前充电状态预设值所需的占空比，并通过测量模块对整个系统实时检测。改进型ZVT Buck 电路仿真如图6（b）所示，其电路参数均采用第1 节中的设计结果。

3.2 仿真验证

3.2.1 改进型ZVT Buck 电路仿真

设定上述模型主开关管PWM 控制信号的占空比为40%进行仿真，得到仿真波形如图7 所示。

图7（a）为主开关管Q1 的电压电流波形。从图中可以看出在主开关管Q1 导通之前体二极管已导通，其两端电压被钳位为零，实现了零电压导通，在主开关管关断时其两端电压的上升率受到抑制，上升缓慢，实现了近似零电压关断。

图7（b）为辅助开关管Qa 的电压电流波形。从图中可以看出，在Qa 导通时电流受到谐振电感Lr 抑制上升缓慢，关断时因缓冲电容Cs 的存在电压上升缓慢，分别实现了零电流导通和零电压关断，此外还可以看出当Qa 关断后其两端电压没有直接上升至输入电压U1，这是因为在Qa 关断后，主开关管Q1 导通，此时一部分能量供给缓冲电容Cs 充电，直至主开关管完全关断后，辅助开关管Qa 的电压上升至U1。图7（c）为主续流二极管的电压电流波形。从图中不难发现由于缓冲电容Cs 的存在，辅助开关管实现了零电流导通与零电压关断。

3.2.2 基于改进型ZVT Buck 电路的充电系统仿真

图8 所示为变负载时基于改进型ZVT Buck 电路的IPT 充电系统工作于恒流模式时全桥逆变电路输出电压UP、全桥逆变电路输出电流IP、系统充电电压U0、系统充电电流I0 的电路仿真波形。其中，图8（a）的电池等效负载阻值为6.9 Ω，系统充电电流I0 和电压U0分为34.17 A 和236.8 V；图8（b）的电池等效负载阻值变为10.8 Ω，系统充电电流I0 和电压U0 变为34.1 A和369.98 V。

进入恒压模式时UP、IP、U0 和I0 的电路仿真波形如图9 所示。

图9（a）的电池等效负载阻值为11.6 Ω，系统充电电压U0 和电流I0 分别为365.5 V 和31.5 A；图9（b） 的电池等效负载阻值变为110 Ω，系统充电电压U0 和电流I0 分别为370.8 V 和3.37 A。

通过上述仿真分析，在实现恒流恒压充电时改进型ZVT Buck 电路中的开关管均能实现软开关，降低了开关器件损耗。此外，全桥逆变电路输出的电压UP 与输出电流IP 几乎同相位，系统几乎没有无功功率输入。

4 实验验证

为了验证上述理论与仿真分析的正确性，搭建了一套基于ZVT Buck 电路的IPT 充电系统实验平台，如图10 所示。该系统由大功率数字逆变电源、控制器、耦合机构和负载组成。在实验过程中逆变电源输出的电压和电流，系统负载端的充电电压与充电电流用YOKOGAW 公司的PX8000 功率分析仪进行测量。实验平台详细参数如表1 所示。

本文用CC-CV 的充电模式。在CC 充电阶段，电池等效系统负载阻值从6.9 Ω 增加到10.8 Ω，充电电流基本稳定在35 A，充电电压不断上升。CV 充电阶段，电池等效系统负载阻值从11.6 Ω 增大到110 Ω，充电电压基本稳定在370 V，充电电流开始逐渐减小至3.37 A，本文取充电电流的10%，即小于3.5 A 时充电结束。

图11 为CC 模式时的实验波形图。其中：Urms3、Irms3和P3 分别表示逆变电源输出电压、电流和功率；Urms2、Irms2 和P2 分别表示系统负载端充电电压、充电电流和输出功率；η3 为效率（系统负载端输出功率P2 与逆变电源输出功率P3 之比）。

图11（a）和（b）的电池等效负载阻值分别为6.9 Ω和10.8 Ω，系统负载端充电电流Irms2 分为34.182 A 和34.106 A，该阶段系统输出电流与负载无关，充电电流基本无变化，效率始终保持在90%以上。此外，逆变电源输出电压Urms3 和电流Irms3 基本实现零相位差。图12 为CV 模式时的实验波形图。

图12（a）和（b）的电池等效负载阻值分别为11.6Ω 和110 Ω，系统负载端充电电压Urms2 分为365.66 V和371.26 V，电压变化率为1.508%，充电电压略有波动，但基本保持恒定。当充电至截止电流时，虽然系统输出功率P2 降低到1.25 kW，但效率仍能保持在一个合理的数值。

为突出本文所提充电方法的优势，本文将与其他充电控制方式在恒流阶段电流波动、恒压阶段电压波动、最大充电效率、交流开关数量以及额外元件总数等5 个方面进行对比，如表2 所示。

由表2 可知，与采用变频控制方式相比，本文所提方法的充电电流与电压的设计自由度较高，且充电时电流与电压的波动较小。与变补偿拓扑方式相比，无需额外的交流开关与元件，降低了副边电路结构的复杂度与成本，并且提高了充电效率。变补偿参数的充电方式需要一个额外的开关器件与一个电容元件，降低了系统的功率密度与不稳定性，而本文通过对改进型ZVT Buck 电路的负反馈控制在各充电阶段实现了较低的电流、电压波动且充电时传输功率较高。通过上述对比，表明了本文所提充电方式的有效性与可行性。

5 结 论

在IPT 系统中，大多采用加入交流开关和无源元件的方式实现电池恒流恒压充电，增大了系统复杂度和控制难度。本文首先分析了改进型ZVT Buck 电路的工作-理并设计了具体电路参数，其次分析了基于SS 型补偿拓扑IPT 系统的电压、电流输出特性，提出调节系统一次侧改进型ZVT Buck 电路的负反馈控制方式实现恒流恒压充电。通过仿真与实验验证得出，恒流充电阶段，电池等效负载阻值从6.9 Ω 切换至10.8 Ω 时充电电流几乎无变化，符合SS 拓扑恒流特性的理论推导； 恒压充电阶段，电池等效负载阻值从11.6 Ω 切换至110 Ω 时，由于实际系统中存在线圈内阻，充电电压虽略有变化，但仍能满足恒压要求； 且整个充电过程中较高的效率也验证了DC-DC 变换器软开关的实现有利于降低功率损耗。因此该方法能够较好实现IPT 系统的充电需求。

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本文引文格式：

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