一种用于直流微网的非隔离型高增益光伏变换器*

申九菊

(河南工业贸易职业学院机电工程学院，河南 郑州 450000)

目前，煤炭和石油等常规能源发电，导致全球温室效应和环境污染问题日益严重。同时，能源短缺和污染问题是工业发展的主要障碍[1]。对此，光伏和氢燃料电池等清洁能源被得到广泛关注，并成为研究热点[2]。但是由于部分地区的光照不足等环境因素，导致光伏发电量减少，并且当前技术能源转换效率低。

对此，在光伏系统中，最大功率点跟踪算法用于增加光伏出力，并提升效率。同时，为提高系统整体性能，高增益DC-DC 变换器用于提升电压等级，以满足并网需求[3]。目前，高增益DC-DC 变换器由于低输入电压、高涌入电流和电压增益等问题导致转化效率难以优化。鉴于此，文献[4-7]研究了一系列基于传统Boost 变换器的改进型拓扑结构，电压增益得到明显提升。但是该类变换器在高增益场合存在较大的电流纹波，导致传导损耗增加。此外，由于电感值的原因，大多数高增益变换器都会受到高输入电流的影响。为了消除上述变换器不足，文献[8]提出了一种基于超高频开关网络的DC-DC变换器，输出侧纹波得到优化，且降低了功率开关管出现的电压应力，但需额外的谐振单元以保证较高的转换效率。有学者同时利用耦合电感和开关电容以实现电压高增益，保证变换器效率[9]。然而，在高电压增益运行期间，功率器件中依然存在较大的电流纹波，造成较高的导通损耗[10]。与此同时，开关管电压几乎等于变换器的输出电压。对此，学者利用交错式升压变换器来抵消较高的开关应力问题，但存在二极管的反向恢复问题[11]。

鉴于上述研究的不足，本文在单端初级电感变换器(Single Ended Primary Inductance Converter，SEPIC)设计的基础上，提出了一种高静态增益、低开关应力变换器。与其他变换器相比，该方法降低了电感的输入涌流，具有更快的稳定时间。同时，与传统Boost 变换器相比，改进型SEPIC 变换器的静态增益是传统Boost 变换器的两倍，并且开关电压应力为输出电压的一半。本文章节安排:第2 节描述了DC-DC 变换器运行模态，并比较了Boost 和SEPIC 及其优缺点。第3 节介绍了所提变换器的关键设计参数。在第4 节中，简要说明了各种DC-DC变换器的分析结果。第5 节搭建了实验样机，并对所提变换器进行实验验证。

1 本文所提变换器拓扑结构

传统SEPIC 变换器由两个电感器组成，可分别运行在升压或降压模式，具有宽输入电压、高增益特性，如图1(a)所示。其通过电容C1和电感L1传递能量，因此，开关管电压几乎等于输入和输出电压之和。与Boost 变换器相比，SEPIC 变换器输入电流峰值较低，但电压应力较高。

图1 所提逆变器拓扑结构

Gules 等[12]使用二极管D1和电容器C2对传统的SEPIC 变换器进行改进，如图1(b)所示。该拓扑通过元器件复用将SEPIC 和Boost 变换器整合，使用Boost 变换器的输出电压对C1电容器充电，从而提高了电压增益。电压增益是Boost 变换器的两倍，而开关管电压降低到Boost 变换器的一半。在这种情况下，输入电感器L1的峰值电流很高，因此需要一个大的输入电感器。

本文在上面两种SEPIC 变换器的基础上推理演绎，提出了一种高性能、低输入峰值电流的拓扑结构，如图1(c)所示。该变换器由一个开关管S、两个电感器L1和L2、两个二极管D1和D2以及三个电容器C1、C2和C3组成。其可以在Boost 和SEPIC模式的组合下工作，但输出电容器的连接略有修改，电容器C2和C3的电压之和等于变换器的输出电压。所提变换器降低了电感器L1的峰值电流和开关管电压应力，同时实现高电压增益。

2 工作原理

2.1 模态分析

所提变换器有两种工作模态，各模态的等效电路如图2 所示。为了简化分析，对所提变换器做出以下假设，所有元器件都是理想的；所有电容器都足够大，在一个开关周期内电容两端电压保持恒定。

图2 所提逆变器的工作模态

模态1:如图2(a)所示，开关管S 导通时，二极管D1和D2关断，输入电压Vin给电感L1充电，电感L1的电流上升；电容C3电压vC3大于电容C1电压vC1，由电压差vC3-vC1给电感L2充电，电感L2的电流上升。能量存储在电感器L1和L2中。电感L1、L2两端电压和二极管D1、D2截止电压应力分别为:

模态2:如图2(b)所示，当开关管S 关断时，二极管D1、D2导通，输入电压Vin、电感L1和电容C1串联向负载供电，电感L2通过二极管D2续流，给C2充电，输入电压Vin、电感L1通过二极管D1向电容C3充电。电感L1、L2两端电压和开关管S 的截止电压应力分别为:

2.2 稳态分析

假设变换器工作在CCM 模式下，关键工作波形如图3 所示。

图3 所提逆变器关键工作波形

所提变换器输出电压等于电容器C2和C3的电压之和:

在一个开关周期Ts内，根据伏秒平衡原理，电容器C3两端电压vC3可由下式计算得出:

式中:D为占空比。该电压等于传统Boost 变换器的输出电压。

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串联电容器C1两端电压vC1和电容器C2的电压vC2计算如下:

该电压等于传统SPEIC 变换器的输出电压。

结合式(3)～式(5)，可得到所提变换器的电压增益G:

该变换器的电压增益取决于零稳态下的平均电感电压。其占空比关系是Boost 变换器和SEPIC 变换器的组合，因此，输出电压高于传统Boost 和SEPIC 变换器。

3 所提逆变器的参数设计

3.1 功率器件设计

本节以额定功率80 W，输入电压12 V，输出电120 V，开关频率40 kHz 为例来设计关键参数、器件选型。

根据式(7)以及输入、输出关系，可计算出变换器占空比为0.82。为保证变换器的安全运行，必须考虑器件耐压值。根据上一节的分析，可得开关管和二极管两端最大电压应力，详见表1。

表1 器件的最大电压应力

从图3 可以得到，所提变换器中，开关管的平均电流等于输入电流Iin。二极管的平均电流等于输出电流Io。二极管的峰值电流跟开关管峰值电流相同。开关管峰值电流的选择基于电感L1和L2中的峰值电流之和。

式中:ISp为开关管峰值电流，IL1p和IL2p为电感L1、L2的峰值电流。

3.2 电感设计

通常设计电感电流纹波ΔiL为流过电感平均电流的40%，电感L1中的平均电流等于输入电流，电感L2中的平均电流等于变换器的输出电流。电感L1、L2纹波电流计算如下:

电感L1和L2设计值由下式计算:

式中:fs为开关频率。

3.3 电容设计

对于输出电容器C2和C3的设计，选择输出电压纹波ΔVo等于电容器电压的1%作为设计标准。对于串联电容器C1，设计电压纹波ΔvC等于的电容器电压10%。电容值由下式计算:

式中:R为负载电阻。

4 对比分析

本节对传统Boost 变换器，图1(a)的SPEIC 变换器，图1(b)的改进SPEIC 变换器、图1(c)所示的所提变换器进行了对比研究。在MATLAB/Simulink仿真软件中对以上4 种变换器进行了仿真，以测试其性能。相关仿真参数设置为:Vin＝12 V，fs＝40 kHz，R＝180 Ω。图4 为各变换器性能对比。

图4 变换器输出电压与输出电流

图4(a)和图4(b)绘制了每个变换器在不同占空比下的输出电压和输出电流。从图中可以看出，所提变换器和改进SEPIC 变换器可按照理论值输出电压和电流。但是Boost 和SEPIC 变换器输出电压和电流偏低。此外，在任一占空比下，与其他变换器相比，所提变换器输出电压均高于其余三种变换器。

图5 示出了各变换器的开关管电压VS。所提变换器的开关电压略低于改进SEPIC 变换器，而SEPIC 和Boost 变换器的开关电压较高。由于具有较低的开关电压，损耗得以降低，因此变换器在高升压比运行时效率高。

图5 变换器开关管电压

图6 给出了不同变换器的输入峰值电流Iinp的曲线。当输入电流流过电感器L1时，电流纹波增大。这降低了变换器的整体效率，也使得变换器需要高额定电流的元件。与Boost、SEPIC 和改进SEPIC 变换器相比，所提变换器的峰值电流相对较低，因此，该变换器具有较低的输入电流纹波。

图6 变换器输入峰值电流

对所提变换器输出电压的稳定时间进行了分析，结果如图7 所示。从分析中可以清楚地看出，在相同输入条件下，所提变换器输出稳定时间快于其余3 种变换器；因此，所提变换器具有更好的动态响应性能。

图7 输出电压稳定时间

5 实验验证

基于上述分析，搭建了一台功率为80 W 的实验样机，验证所提变换器拓扑结构。具体实验参数如表2 所示。

表2 实验电路参数

图8 给出了输入电流Iin、输出电压Vo、输出电流Io的波形图。稳态时输出电压Vo为118.6 V，输出电流Io等于0.62 A，输入电流Iin为6.57 A，电压增益达到9.88，符合理论设计值。通过计算，额定功率下所提变换器效率达到93.2%。

图8 Iin、Vo、Io 波形图

图9 给出了在开关周期时间尺度下的开关管电压VS、电感电流iL1、iL2的波形图，VS幅值为67.2 V，电感电流iL1平均值为6.57 A，纹波峰峰值3.82 A，iL2平均值为2.11 A，纹波峰峰值3.16 A，电感电流的变化趋势与理论波形一致。

图9 VS、iL1、iL2波形图

图10 给出了在开关周期时间尺度下的电容电压vC2、vC3，二极管电压vD1、vD2波形图，vC2、vC3分别为51.8 V、67.2 V，二极管电压vD1、vD2幅值分别为66.1 V、67.5 V，二极管、开关管承受的最大电压等于电容电压vC3，符合第二节的理论分析。

图10 vC2、vC3、vD1、vD2波形图

此外，图11 给出了所提变换器在不同输出功率下的效率曲线，实测最大效率高达94.3%。

图11 所提变换器效率曲线

6 结论

本文提出了一种高升压比非隔离DC-DC 变换器。该变换器采用两个容值相等的负载电容，这些电容器分担电压应力和浪涌电流。此外，通过减少沉降时间和峰值时间，输出响应特性得到改善，输出电流和电压在短时间内快速稳定到稳态值。对比分析了变换器在不同参数下的性能，所提变换器增益高，开关电压应力低。最后，对所提变换器进行的实验验证表明，其性能优异，并且设计简单、效率高，可作为许多可再生能源系统应用的优良选择。