一种Doherty功率放大器的频带拓展方法设计与实现

熊得安, 刘成国, 黄立峰, 曹立锋, 程润生

(1. 武汉理工大学 理学院, 湖北 武汉 430070; 2. 湖北省射频微波技术应用工程技术研究中心, 湖北 武汉 430070; 3. 武汉理工大学 信息工程学院, 湖北 武汉 430070; 4. 中国电波传播研究所, 山东 青岛 266107)

近年来,随着通信系统的快速发展,5G及后续的通信系统用更宽的带宽和更高阶的调制方式来实现大量数据的快速传输,其传输信号具有高峰均比[1-3],因此需要相应宽带和高效率的功率放大技术支撑.由于Doherty功率放大器可以很好地处理高峰均比信号,回退效率高,并且结构简单,在基站应用中得到了重视[4-6].但是Doherty功率放大器的基本架构中使用了两段1/4波长的微带线来进行阻抗变换直接导致了Doherty功率放大器的窄带特性.需要改进传统Doherty功率放大器的结构,形成结构简单的宽带高效率的Doherty功率放大器,满足5G及后续的通信系统的结构紧凑和带宽应用需求.宽带化需要发展功率放大器新的匹配电路、偏置电路,解决匹配[7]、非线性[8]等破坏Doherty功放性能和结构复杂的问题.文献[9]分析总结了1/4波长微带线对整体的带宽影响,提出减小1/4波长微带线的变换比例可以拓展带宽,设计了1.7～2.6 GHz的Doherty功率放大器,但是其回退效率和输出功率比较低.文献[10]摒弃了合路之后的一段1/4波长微带线,在合路处引入了电抗成分以弥补在回退状态下的阻抗变换,实现了1.5～2.5 GHz的宽带Doherty功率放大器,但是该电抗会影响Doherty功率放大器在饱和状态下的性能.文献[11]提出了使用后匹配方法替代合路后的1/4波长微带线并利用低阶匹配网络设计主功放的输出匹配电路,从而拓展带宽.文献[12]提出了双阻抗匹配方法,综合考虑Doherty功率放大器在饱和点和回退点的匹配,但是仍然使用两段1/4波长的微带线进行阻抗变换,带宽受到限制.

为了拓展Doherty功率放大器的带宽,并且保证电路结构的简单,文中针对主功放在不同状态下的阻抗特征,利用双阻抗匹配设计主功放输出匹配电路和后匹配技术设计功率合成网络,从而实现宽带化的Doherty功率放大器.电路结构中不再使用传统Doherty功率放大器中的两段1/4波长微带线,能保证带宽提升.通过理论分析,选用5G频段3.3～3.7 GHz Doherty功率放大器的设计,说明具体设计过程,并制作出实际电路进行测试,验证文中的方法.

1 Doherty功率放大器宽带设计原理

传统的Doherty功率放大器主要包括功率分配器、主功放、辅助功放和1/4波长阻抗变换线,如图1所示.Doherty功率放大器的核心理念是有源负载牵引,主功放工作在AB类,辅助功放工作在C类.在整个工作周期内,主功放一直处于工作态,当输入功率达到一定水平时,辅助功放开启并输出电流对主功放进行阻抗牵引.由于牵引过程中使用1/4波长微带线进行阻抗变换,直接导致了整体的窄带特点.文中对传统的Doherty功率放大器结构进行改进,不再使用1/4波长阻抗变换线,采用双阻抗匹配方法构建主功放的输出匹配电路和后匹配方法设计功率合成网络,确保电路尽量简单且符合应用的宽带性能和高功率放大性能,其原理图如图2所示.

图1 传统Doherty功率放大器原理图

图2 文中提出的Doherty功率放大器原理图

1.1 双阻抗匹配原理

Doherty功率放大器的主功放在饱和点和回退点具有不同的阻抗,在不同的状态下均能获得最佳工作性能的设计要求,给主功放的输出阻抗匹配带来了困难.双阻抗匹配不使用1/4波长微带线,能够同时满足主功放在饱和点和回退点的阻抗匹配,其S参数矩阵如图3所示.Z1和Z2表示从端口1和端口2看进去的阻抗;Г1和Г2表示端口1和端口2的反射系数;ГS和ГB表示端口1在饱和与回退状态下的反射系数;ГLS和ГLB表示端口2在饱和状态和回退状态下的反射系数;ZS和ZB表示端口1在饱和状态下和回退状态下的最优阻抗.

图3 双阻抗匹配S参数矩阵

ZL在不同状态下的阻抗值可以表示为

(1)

式中:ZLS和ZLB表示ZL在饱和点和回退点的阻抗;RL表示主功放和辅助功放合路之后的阻抗;α表示辅助功放和主功放的饱和输出功率之比.根据传输线理论,在饱和状态下的输出匹配网络的S参数矩阵可以描述为

(2)

式中:θ表示输出匹配网络的相位.端口1的反射系数可以表示为

(3)

当功放在饱和状态下时,端口2是完全匹配状态,反射系数可以表示为

Γ1=Γ2=ΓLS=ΓS=0.

(4)

当功放在回退状态下时,端口2的负载由ZLS变为ZLB,计算出反射系数为

(5)

根据传输线理论端口1的反射系数变为

(6)

从公式(6)中可以看出主功放在回退时的最佳负载阻抗是在以饱和时最佳阻抗为圆心的等反射系数圆上.因此在实际的阻抗点选取时也要遵循该原理,才能根据双阻抗匹配进行匹配电路设计,保证两种状态下的良好匹配.

1.2 后匹配设计原理

传统的功率合成网络主要是一根1/4波长的微带线,该微带线将合路之后的阻抗RL=25 Ω转换到50 Ω,但是1/4波长微带线的窄带特性使它仅能够在中心频点处进行良好的转换,当频率偏移中心频率时阻抗变换效果会急剧恶化,从而限制了整体功放的工作带宽.后匹配方法使用多段不同特性阻抗的微带线串联来实现宽频带内的阻抗转换,如图4所示.ZL1,ZL2,…,ZLn代表各段微带线向后看的阻抗,Z01,Z02,…,Z0n代表各段微带的特性阻抗,l01,l02,…,l0n代表各段微带线的长度.

图4 后匹配原理

根据传输线理论可以计算出每一段微带线之后的阻抗:

(7)

式中:β表示相位常数,所需要的转换目标阻抗RL可以经过计算得出:

(8)

通过对各段微带线的特性阻抗和长度的合理选取,计算出RL的值,要求RL的实部尽量接近25 Ω,虚部尽量为0.

2 设计验证

设计方法验证中采用罗杰斯4350B作为介质基板,厚度0.508 mm,介电常数为3.66.使用Cree公司的GaN晶体管CGH40010进行Doherty功率放大器设计.根据Doherty主功放和辅助功放分别工作在AB类和C类的要求,首先确定主功放和辅助功放的静态工作点.通过对晶体管进行直流扫描,选择主功放的栅极偏压为-2.7 V,辅助功放的栅极偏压为-6 V,漏极偏压为28 V.然后按照第1节中提出的图2的结构,进行偏置电路、输出匹配电路、功率分配与合成电路的设计.设计要求在3.3～3.7 GHz频段内具有大于44 dBm的饱和输出功率,饱和效率大于65%,6 dB功率回退效率大于45%.

2.1 偏置网络设计

偏置网络的目的首先在于给晶体管提供合适的偏压,让晶体管能够在合适的状态下工作.另外偏置网络与晶体管的栅极和漏极相连,所以偏置网络需要满足交流开路,保证输入和输出的功率不从栅极和漏极泄漏出去,避免输出功率变小,效率降低.为了满足在3.3～3.7 GHz整个频段内都实现射频开路,使用1/4波长微带线加扇形枝节来设计偏置电路,原理图如图5a所示.通过调整扇形枝节的半径长度r和圆心角φ,来调整输入阻抗的值.仿真结果图5b所示,当r=7.3 mm,φ=100°时,在3.3～3.7 GHz范围内偏置电路输入阻抗Zin大于450 Ω,足够阻碍交流通过.

图5 偏置电路设计图

2.2 输出匹配电路设计

主功放的设计主要考虑两点,在回退点有足够高的效率,在饱和点有足够大的功率输出.主功放和辅助功放使用同一晶体管,饱和输出功率比α=1,计算出的反射系数为1/3.在电路设计软件Advanced Design System (ADS)中使用LoadPull工具进行负载牵引,通过扫描不同的阻抗值,在等输出功率和输出效率圆上选取阻抗点.综合考虑效率和输出功率,在3.3、3.5和3.7 GHz 3个频点处选取的阻抗如表1所示.在饱和时主功放的输出功率大于41.5 dBm,在回退时输出功率大于38.5 dBm,效率大于50%,符合设计预期.

表1 主功放在回退点和饱和点阻抗选取结果

根据双阻抗匹配原理,回退点最优阻抗位于以饱和点阻抗为量纲一化的等反射系数圆上.合路之后的阻抗RL=25,可以计算出ZLS=50,ZLB=25.因此匹配电路要实现将ZLB匹配到ZB,ZLS匹配到ZS.首先利用史密斯圆图工具进行饱和状态下的匹配设计,此时将ZLS匹配到ZS,整个匹配过程如图6a所示.将ZLS改为ZLB,ZS改为ZB,并且调节连接负载的一段特性阻抗为50 Ω的微带线长度,进行回退状态下的阻抗匹配,匹配过程如图6b所示.

图6 双阻抗匹配过程

设计的匹配电路中使用串联微带线和开路枝节进行匹配,同时考虑到偏置电路的放置,基本电路拓扑结构如图7a所示.图7b为仿真的S11参数,在3.3～3.7 GHz频率范围内,饱和点匹配的S11参数小于-35 dB,回退点匹配的S11小于-18 dB,说明整体的电路能够同时满足饱和点和回退点的阻抗匹配.

图7 主功放输出匹配设计

在饱和状态下和回退状态下不同频点处的阻抗变换结果如表2所示.与表1对比,反射系数仅在3.5 GHz处相差0.1,说明实现了初始选定的阻抗点附近的变换,验证了双阻抗变换的效果.

表2 主功放双阻抗匹配结果

辅助功放的设计要求在饱和时能有足够大的功率输出,而主功放的输出匹配电路在饱和状态下能够满足该条件.为了方便设计,辅助功放的输出匹配电路与主功放的输出匹配电路使用同一电路.考虑到辅助功放在未开启状态下不能对主功放产生影响,在输出匹配电路之后加入一段微带补偿线调整其输出阻抗,能够阻碍主功放的功率从该支路泄漏,如图8a所示.图8b展示了加入补偿线前后输出阻抗的变化,未加入补偿线前辅助功放的阻抗主要位于史密斯圆图的短路边缘,加入补偿线之后输出阻抗被调整到了开路边缘.

图8 辅助功放设计

2.3 功率分配器设计

功率分配器的作用是给Doherty功率放大器的两路功放提供输入功率.经典的3 dB威尔金森功率分配器可以实现两个端口有同相位等功率的输出,其基本原理图如图9a所示,仿真结果如图9b所示,在3～4 GHz频率范围内S11<-20 dB,S23<-25 dB,S21<-3.3 dB,S31<-3.3 dB.仿真结果显示,该功率分配器设计具有良好的回波损耗、隔离度和插损,满足Doherty功率放大器的需求.

图9 功率分配器设计

2.4 后匹配功率合成网络设计

根据后匹配原理,采用4段不同特性阻抗微带线串联实现阻抗变换,微带线的特性阻抗由其宽度控制,后匹配设计的基本参数如图10a所示.图10b为后匹配网络转换后的实部和虚部,可以看出使用后匹配方法进行阻抗变换后的实部基本都在25 Ω左右,虚部很小且没有很大的起伏,达到良好的转换效果.

图10 设计的功率合成网络和阻抗变换特性

2.5 整体设计

除了以上几个方面,整体设计中,还要解决输入匹配电路的设计,其设计与输出匹配类似,按照图1原理将主功放和辅助功放连接到功率分配器的两个输出支路并连接好功率合成网络.

为了解决辅助功放后面调整输出阻抗补偿线导致主功放和辅助功放的输出电流相位差带来的问题,即在饱和时的总输出功率会降低,设计中在主功放的输入匹配前端加入相位补偿线,用来优化饱和时的总输出功率.

对于辅助功放的栅极偏压影响整体的回退效率的问题,即栅极偏压大小和总体的输出功率与回退效率的矛盾,设计中优化了栅极偏压.使用连续波信号对整体的Doherty功率放大器进行仿真,并调整相位补偿线和辅助功放的栅极偏压,获得辅助功栅极偏压的优化值,本设计中为-6 V.

整个电路联合设计得到的3.3～3.7 GHz频率范围内效率和增益仿真结果如图11所示.图中结果表明饱和输出功率为43.6～44.6 dBm,饱和效率为68%～76%,6 dB回退效率为50%～62%,增益为9.9～12.0 dB.整体的输出功率、回退效率和饱和效率都比较高,满足初期设计.

图11 Doherty功率放大器仿真效率与增益

3 实测结果及分析

按照仿真版图进行实际的Doherty功率放大器加工制作,实物如图12所示.为了方便测试和调试,在实际的制作中加入了各种调试线.为了测试整体的Doherty功率放大器的性能,使用德科技的E8267D功率源提供功率输入,德科技N9010A频谱仪检测输出功率,并加入驱动级功放给Doherty功率放大器提供大功率连续波激励,测试系统的示意图如图13所示.在测试过程中主功放和辅助功放的漏极偏压都设置为28 V,栅极偏压分别设置为-2.6 V和-6.0 V.

图12 Doherty功率放大器实物图

图13 Doherty功率放大器测试系统示意图

各频点处的增益和效率随输出功率变化的测试结果如图14所示.在3.3～3.7 GHz频率范围内,整体的饱和输出功率为43.2～44.5 dBm,增益为8～11 dB.在饱和状态下和6 dB功率回退状态下的效率分别为67%～76%和42%～56%.

图14 实测效率与增益

各频点在6 dB功率回退和饱和状态下的实测效率、饱和输出功率与仿真对比结果如图15所示.

图15 实测输出功率、效率与仿真对比结果

实测和仿真的饱和输出功率水平一致,都在43.2～44.6 dBm范围内.在饱和状态下,各频点的实测效率与仿真效率误差保持在8%以内,并且大于67%.在6 dB功率回退处实测有超过42%的效率,最高的效率在3.3 GHz处可达56%,比仿真高6%,3.4、3.5、3.6和3.7 GHz处的实测效率相对仿真下降了10%,主要原因是在回退状态下辅助功放并不是真正理想的开路状态,这导致了主功放的阻抗偏移.另外焊接时引入的寄生参数和仿真的电容与电阻模型与实际有所差异,导致效果下降,后续还需要进一步调试.

最近发表的相关文献结果与本研究对比如表3所示.对比结果表明,文中结合双阻抗匹配和后匹配技术,结构设计简单,所设计的Doherty功率放大器在同等输出功率水平下具有最高的饱和效率和类似的回退效率.

表3 相关结果对比

4 结 论

提出了Doherty功率放大器宽带化设计方法.该方法采用双阻抗匹配和后匹配方法对传统Doherty功率放大器结构进行改进,取代了传统的1/4波长阻抗变换线,从而拓展带宽.3.3～3.7 GHz的Doherty功率放大器设计和实物制作测试验证了提出的方法有效.实测结果和相关文献对比显示,该方法可获得在预定5G频带内高饱和效率和较高回退效率,并且该电路结构具有简单易设计的优势,说明文中提出的宽带Doherty功率放大器设计方法可行.