利用科赫分形解耦的四端口紧凑型QSC UWB MIMO天线

苏晋荣，李艳玲

(山西大学 物理电子工程学院，山西 太原 030006)

0 引 言

随着5G无线网络和微波通信技术的快速发展，智慧城市、智能家居等高速无线接入应用对无线通信技术提出更大带宽，更高速率，更加便携等要求[1]。研究表明，将多输入多输出(Multiple-input Multiple-output, MIMO)技术与超宽带(Ultra-wideband，UWB)技术相结合的 UWB MIMO通信系统是当前短距离高速通信的有效解决方案[2]。

天线作为UWB MIMO通信系统的关键器件，其性能直接影响整个系统的工作性能。UWB MIMO天线设计中，面临的主要困难之一是保证天线小型化的同时，实现辐射单元间具有较高的隔离度。为改善隔离度，人们提出多种解耦方法，包括利用缺陷地结构[3]、引入中和线[4]、利用方向图和极化分集[5-7]、添加寄生枝节[8]、加载电磁带隙结构[9]、加载超材料[10]、使用准自互补结构[11]等。例如，文献[3]在接地板上蚀刻栅栏型解耦结构，延长了电流耦合路径，使隔离度提升至25 dB；文献[4]用带有环状圆盘的中和线连接两个单极子，激励端口的电流和中和线引入的电流中和抵消，使天线隔离度达到22 dB；文献[5]将半椭圆形单极子定向天线进行正交排列放置，并在接地板上蚀刻矩形细长缝隙，使天线之间隔离度均大于17 dB；文献[8]在接地板上引入F型寄生枝节，实现了多重谐振和20 dB的高隔离度；文献[9]在天线E面耦合路径处加载弯折线电磁带隙结构，使天线之间隔离度提升至17 dB；文献[10]在天线之间加载新型开口谐振环超材料结构，使天线在超宽带范围内隔离度增加到20 dB；文献[11]提出了一种由4个正交排列的准自互补(Quasi-self-complementary, QSC)辐射单元组成的 UWB MIMO 天线，天线单元之间无需额外的去耦结构即可实现3 GHz～12 GHz的带宽和在大部分工作频带内优于20 dB的高隔离度。

本文提出了一种共面波导馈电的四端口紧凑型QSC UWB MIMO天线，相比传统微带馈电的QSC UWB MIMO天线[11-14]，共面波导馈电不仅实现了更宽的宽带(3.1 GHz～18 GHz)，还大大缩减了天线尺寸。此外，将QSC天线单元对称排列，并在介质板另一侧印刷科赫分形解耦枝节和新型正六边形双开口谐振环，分别减少了低频和高频处辐射单元之间的相互耦合，最终实现了在大部分频带内优于20 dB的高隔离度。

1 天线设计与分析

1.1 天线单元

QSC UWB单极子天线的几何图形如图1 所示，其尺寸为20 mm×15 mm，印刷在厚度为0.8 mm的FR4介质基板上(εr=4.4，tanδ=0.02)。此UWB单极子由对称切半的正六边形贴片和与之互补的缺陷接地面组成，均印刷在介质基板上表面，并进行共面波导馈电。QSC UWB单极子天线经过高频结构仿真器(High Frequcney Structure Simulator, HFSS)仿真优化后的几何参数如表1 所示。

表1 优化后的天线几何参数

自互补天线由于其输入阻抗不随频率的变化而变化，因此能够在宽带范围内实现良好的阻抗匹配。该QSC UWB单极子天线的接地板六边形槽半径虽略大于六边形贴片半径，但仍能够实现超宽带，其|S11|随频率变化结果如图2 的天线1(Ant_1)所示，其-10 dB带宽约为2.7 GHz～11 GHz。为进一步改善天线的阻抗匹配，拓展高频带宽，在接地板上蚀刻了阶梯型矩形槽，如图1(b)所示，其|S11|如图2 的天线2(Ant_2)所示，-10 dB带宽约为2.7 GHz～18 GHz。

(a)天线 1

图2 天线1和天线2 的|S11|

1.2 四端口QSC UWB MIMO天线

为了增加信道容量，将上述的QSC UWB单极子排列成四端口QSC UWB MIMO天线，并设计了解耦枝节，天线最终结构如图3 所示。

图3 四端口QSC UWB MIMO天线的几何结构

此UWB MIMO天线仍印刷在厚度为0.8 mm的FR4介质基板上(εr=4.4，tanδ=0.02)，尺寸为30 mm×40 mm。介质板上侧为共面波导馈电的四端口UWB MIMO天线阵列；另一侧印刷两对经过二次迭代的科赫分形解耦枝节和两排1×3阵列的正六边形双开口谐振环(Double-split Ring Resonator, DSRR)。

为进一步解释UWB MIMO天线的设计过程，图4给出了该天线的演化过程。首先，将4个QSC UWB单极子天线对称放置，组成共面波导馈电的四端口QSC UWB MIMO天线，如图4 中的Ant_a所示；其次，为了减少端口1和2以及端口3和4之间在低频处的电流耦合，在辐射单元1和2以及3和4之间分别放置两对经过二次迭代的科赫分形解耦枝节，如图4 Ant_b所示；最后，为了进一步减少端口1和4以及端口2和3之间在高频处的耦合，在辐射单元1和4以及2和3之间分别放置1×3的正六边形DSRR阵列，如图4 Ant_c所示。

(a)Ant_a

图5 给出了天线演化过程中S参数的变化。

(a)|S11|

从图5(a)可以看出，组成四端口MIMO天线后，阻抗带宽为3.1 GHz～18 GHz(|S11|<-10 dB)，实现了超宽带。从图5(b)可以看出，添加解耦枝节以后，|S21|在3.2 GHz处明显下降，在3.1 GHz～4.5 GHz频段|S21|平均下降了2 dB。从图5(c)可以看出，添加寄生枝节和正六边形DSRR后，在大部分频段|S31|<-20 dB；从图5(d)可以看出，添加正六边形DSRR后，12 GHz～18 GHz频段的|S41|有了明显的改善，在14.2 GHz处，|S41|从未加载DSRR的-14.1 dB下降到加载DSRR后的-36.0 dB，隔离度提升了22 dB，且在大部分频段内|S41|<-20 dB。

1.3 解耦原理分析

QSC UWB天线单元组成四端口MIMO天线之后，天线在低频处和高频处均存在严重的相互耦合。由于天线空间有限，采用类似L型、矩形等普通寄生解耦枝节对低频处进行解耦会占用较大空间，影响天线小型化，并对天线辐射性能造成严重影响。采用二次迭代科赫分形枝节，可在有限空间实现较长的枝节长度，提供长的电流路径，从而实现低频解耦。此外，利用开口谐振环的阻带特性，将正六边形双开口谐振环加载到1, 4端口和2, 3端口之间，来提升高频处天线单元之间的隔离度。

用于低频解耦的寄生枝节由4段经过二次迭代的科赫分形短枝节叠加组成，其科赫分形迭代过程如图6所示。先将长度为d的线段作为基础图形，如图6(a)所示；接着将线段平均分为3段，以中间的线段为底边，向上侧延伸两段d/3长度的线段，组成等边三角形，再减去中间的线段实现第一次迭代分形，如图6(b)所示；在第1次迭代后的图形基础上重复上述迭代过程实现第2次迭代分形，如图6(c)。将4段经过两次迭代后的短枝节进行叠加后，所对应科赫分形枝节总长度l=64×d7，计算得到l为34.56 mm，约为3.2 GHz对应波长的1/2，相当于1/2波长谐振器，使电流耦合在分形枝节上，来减少端口1，2之间的电流耦合。

图6 科赫分形迭代过程

为进一步研究解耦枝节长度对解耦频段的影响，对决定二次迭代科赫分形枝节中每小段枝节长度d7进行分析。d7依次取值为0.52 mm，0.54 mm，0.56 mm，其他参数保持不变，对其进行电磁仿真，得到的|S21|结果如图7 所示，可以看出，随着d7长度的增加，解耦频段向低频移动。当d7取值为0.54 mm时，|S21|在3.2 GHz处产生明显的谐振，在3.1 GHz～4.5 GHz频段内解耦效果最好。

图7 |S21|随不同d7的变化曲线

1×3阵列的正六边形双开口谐振环加载在1和4以及2和3辐射单元之间，提升了12 GHz～18 GHz频段内端口1和4以及2和3之间的隔离度。为进一步研究正六边形DSRR的解耦原理，对谐振环的单元结构进行分析。图8 为正六边形DSRR单元的结构模型和仿真设置，DSRR印刷在与上述材料特性和厚度相同的FR4介质基板上，将开口谐振环单元模型的求解空间顶部和底部设置为理想磁导体(PMC)边界条件，开口环开口方向的两侧设置为理想电导体(PEC)边界条件，另外两侧添加波端口激励。

图8 正六边形DSRR单元的结构模型

图9 为DSRR单元S参数的仿真结果，可以看出，DSRR单元在14.2 GHz处产生了谐振点，并且在12 GHz到16 GHz频段内，|S11|接近于0 dB，而|S21|均在-10 dB以下，形成了阻带。将其置于天线单元间有利于抑制天线之间表面波的传播，进而减少互耦。

图9 DSRR单元S参数的仿真结果

为进一步研究阻带带宽随谐振环开口大小的变化，将谐振环开口大小设为g，g依次取值为0.1 mm，0.2 mm和0.3 mm，其他参数保持不变，对其进行电磁仿真，得到的|S21|如图10 所示。可以看出，当g为0.2 mm时，开口谐振环阻带带宽最宽，适用于12 GHz～16.2 GHz频带范围内的宽频解耦。

图10 g取不同值的|S11|和|S21|

为进一步验证解耦枝节和正六边形DSRR对天线单元之间电流耦合的抑制效果，图11 展示了端口1被激励，其它端口接50 Ω匹配负载时，UWB MIMO天线在3.2 GHz和14.2 GHz处解耦前后的表面电流分布。从图11(a)中可以看出，天线工作在3.2 GHz时，添加科赫分形解耦枝节后，电流主要集中在枝节上，端口1流向端口2的电流明显减少；从图11(b)中可以看出，天线工作在14.2 GHz时，加载DSRR后，电流主要集中在开口谐振环上，端口1耦合到端口4的电流也明显减少。说明解耦枝节和正六边形开口谐振环均起到有效的解耦作用。

图11 UWB MIMO天线解耦前后电流分布图

2 结果与讨论

为验证仿真结果的正确性和天线的实际价值，对图3 的天线模型进行了加工，实物图与测试环境如图12 所示。利用矢量网络分析仪Agilent N5222A对天线进行测量，得到S参数。此外，在微波暗室中对天线的辐射模式进行了测量。由于4个辐射单元对称分布，接下来的测试和仿真结果中，均以激励端口1为例进行分析。

图12 天线实物图

图13 为QSC UWB-MIMO天线S参数的仿真和实测结果。仿真得到的天线带宽范围为3.1 GHz～18 GHz(|S11|<-10 dB)，且隔离度高于15 dB(|S21|&|S41|&|S31|<-15 dB)；测试得到的超宽带范围为3.1 GHz～15.5 GHz，且大部分频段隔离度优于20 dB。由于SMA头连接不准确、矢量网络分析仪高频段校准误差以及测试环境，天线的仿真结果与实测结果存在偏差。

(a)|S11|

图14 为天线在3.5 GHz, 8.5 GHz和13.5 GHz处的端口1激励下的E面和H面的仿真和测试的平面辐射方向图。从图中可以看出，天线的辐射方向图在3.5 GHz和8.5 GHz较为稳定，但在高频处由于天线高阶模式影响，存在异向电流，辐射方向图发生了少许畸变。

(a)3.5 GHz

图15 为天线峰值增益的仿真和测量结果及天线辐射效率，可以看出，测量得到的峰值增益在工作频带内从1.09 dB上升到5.78 dB，天线的辐射效率平均在90%以上，说明天线具有良好的辐射性能。

图15 天线的峰值增益和辐射效率

包络相关系数(envelope correlation coefficient，ECC)是验证MIMO天线分集特性的重要参数。ECC 越小，则表明天线单元间的分集性能越好。可接受ECC范围一般小于0.5。天线的ECC利用式(1)、式(2)进行计算[15]

(1)

(2)

式(1)是利用S参数计算ECC；式(2)是利用天线远场辐射函数计算ECC，i和j是端口1，2，3或4。由于本文所设计的天线辐射效率较高，因此，可以用S参数来估算ECC，计算结果如图16 所示。可以看出，在工作频段内该天线的ECC均小于0.04，表明该天线两辐射单元间具有较低的相关性，分集特性良好。

图16 天线的包络相关系数

表2 给出了本文所设计天线与文献中所设计的4端口UWB MIMO天线性能比较。从表2 中可以看出，文献[6]所设计的天线带宽最宽，为3.0 GHz～20 GHz；文献[7]和文献[12]所设计的天线隔离度最高，均为20 dB以上。本文所设计的天线整体尺寸最小，带宽范围仅次于文献[6]，且在大部分频带内隔离度高于20 dB，且峰值增益相对比较稳定。

表2 本文天线与文献天线性能对比

3 结 论

本文设计了一种共面波导馈电的四端口紧凑型QSC UWB MIMO天线，其尺寸为30 mm×40 mm×0.8 mm。通过放置科赫分形解耦枝节和加载正六边形双开口谐振环，分别提升了低频和高频段的隔离度。仿真和测试结果表明，天线工作带宽为3.1 GHz～15.5 GHz，在大部分频段内隔离度高于20 dB，增益从1.09 dB增加到5.78 dB，辐射效率在工作频带范围内平均为90%，ECC小于0.04。该天线综合性能良好，可用于UWB便携设备以及5G无线通信系统中。