一种低压大功率水声发射机的设计与实现

黎 曙 朱大非 丁 盛 唐 波 张松华

（1.中国船舶集团有限公司第七〇五研究所 昆明 650000）（2.海军工程大学 武汉 430000）

1 引言

水声信号发射机在主动声纳设备及水声通信设备中发挥着重要的作用。传统A类、B类、AB类发射机效率低、体积、重量与发射功率的矛盾较为突出。D类发射机的工作效率较A类、B类、AB类发射机高[1]，但D类发射机需要体积庞大的LC滤波器。由于滤波器在通带内的非线性特性导致滤波器对水声信号的衰减进一步降低了发射机系统的效率。

基于上述不足，传统发射机限制了水声定位、水声探测设备等声纳系统性能的进一步提高，尤其是水声浮标、便携式水声导航通信设备和便携式水声通信设备等使用电池供电的现代水声设备[2]。因此本文提出一种低压高效大功率小型宽带水声信号发射机的方案，在保证D类发射机高效率的同时，无需LC滤波器，大大的缩小发射机体积。在直流24V较小供电电压的情况下，保证较大的功率输出。发射机工程样机达到130W平均输出功率的和192dB的声源级，较小的体积，90%的效率以及较宽的带宽，具有较高的可靠性[3]。

2 系统方案

本发射机由隔离电源模块、调制模块、电平转换模块、高速数字隔离模块、驱动模块、全桥开关功率模块、换能器宽带匹配模块等组成[4]。系统方案如图1所示。隔离电源模块用于输出两组+12V、两组+5V共四组地线相互隔离的电源，为其它功能模块供电，地线相互隔离这样可以使发射机的强弱电部分之间没有电的联系，防止全桥开关功率模块开关动作引起电源和地电位的波动和毛刺耦合到前面的弱信号电路，提高宽带发射机的可靠性。5kHz～30kHz的水声信号经过调制模块后输出PWM信号、PWM信号进行电平转换并隔离后送入驱动模块产生驱动信号驱动，驱动全桥开关功率模块功率场效应管开关工作；全桥开关功率模块输出的高频脉冲信号通过升压变器升压，经换能器宽带匹配网络送入发射换能器进行电声转换。

图1 系统方案图

2.1 PWM调制模块

PWM调制模块的性能直接关系到发射机的频率响应、失真度等重要参数。传统的PWM调制方式，不管是自然采样，还是均匀采样，单边调制和双边调制等等，PWM调制输出为相位差为180o的高低电平信号，因此全桥开关功率模块差分输出信号在+VDD到-VDD之间翻转。因此，差动电压摆幅为2*VDD。即使输入信号为零，输出占空比为50%的情况下，在负载上产生较大纹波电流，尽管整个负载的平均电流为0，但负载还是会承受不断变换极性的全部电源电压，导致负载损耗大。因此，需要一个LC输出滤波电路来滤除纹波电流。

为了去掉传统D类发射机输出LC滤波电路、减小发射机的体积、提高发射机的效率，本方案中现对传统PWM调制方式进行改进，采用一种改进型PWM调制方式，其原理框图如图2所示。Vin1输入 5kHz～30kHz的水声信号，Vin2 输入 5kHz～30kHz的水声信号的反相信号，Vout1和Vout2通过电平转换和数字隔离后分别控制全桥开关功率模块的左右桥臂。Ramp Generator为高频载波三角波产生器[5]，输出的高频三角波对 5kHz～30kHz的水声信号进行双边采样。在输入水声信号频率为20kHz时，调制模块的Matlab仿真波形图如图3所示，在输入信号的正半周，Vout2的占空比大于50%而Vout1占空比小于50%，而在输入信号的负半周，Vout1的占空比大于50%而Vout2占空比小于50%，这样在全桥开关功率模块的左右桥臂中点差分输出端电压在大部分系统空闲时间内为零，大大降低了整体功耗。由上述分析可知，调制模块在无输入信号时，Vout1和Vout2输出占空比为50%，相位相同的方波，左右桥臂中点差分输出电压为零。因此能够实现D类发射机的无滤波器设计，从图4中可以看出，左右桥臂中点差分输出信号的频率是三角波载波信号频率的两倍，因此相当用二倍三角波载波频率对5kHz～30kHz的水声信号进行采样，发射机输出THD更小。相比传统PWM调制方式，在同样的开关频率的情况下，此种改进型PWM调制方式可使功率管开关频率减半，减小开关损耗，降低开关应力，提高发射机的效率和可靠性。相比传统PWM调制方式，改进型PWM调制方式杂散频谱更小。分别如图4、图5所示。

图2 改进型PWM调制原理图

图3 改进型PWM调制波形图

图4 传统型PWM调制频谱图

图5 改进型PWM调制频谱图

为实现对5kHz～30kHz的水声信号进行调制，根据采样定理，采样频率至少应大于被采样频率的两倍以上，工程上，采样频率通常是被采样信号最高频率的6倍～10倍[6]。在本方案中，采样频率选为400kHz，三角载波的频率为200kHz，完全可以满足对输出失真度的要求，在本方案中，选用TI公司的TPA3007D1为核心组成PWM调制模块。

2.2 电平转换模块及高速数字隔离模块

电平转换模块用于将调制模块的输出PWM脉冲信号转换为高速数字隔离模块要求的电平的信号，高速数字隔离模块用于将电平转换模块的输出信号与驱动模块的输入完全隔离，使功率级的地线与弱信号地线完全隔离，提高发射机可靠性。为了发射机输出失真较小，要求调制模块输出的两路频率为200kHz的高频脉冲信号经过电平转换模块及高速数字隔离模块的信号变换后[6]，信号的延迟较小。在本方案中，采用C9011的组成的电平转换电路，安捷伦公司高速数字隔离芯片HCPL0930组成高速数字隔离电路。

2.3 驱动模块及全桥开关功率模块

全桥功率开关模块是发射机中的一个非常关键的部分，直接关系到发射机的安全可靠运行。其多个参数都需要慎重考虑，为使发射机在5kHz～30kHz宽频带范围内，就需选用性能良好的功率MOSFET，由于发射机的供电电压只有+24V，为使发射机效率较高，功率MOSFET的压降要很小，即其导通电阻Ron要小。同时由于开关频率为200kHz，MOSFET的开关速度较快，为使MOSFET的开关损耗较小[7]，功率MOSFET的栅极电容CG也应较小。在方案中由于采用的是改进型PWM调制方式，在全桥开关功率模块的死区时间内，由于功率MOSFET的极间电容的存在，存在着桥臂中点输出脉冲与功率MOSFET输入控制信号脉冲延迟和超前现象[8]，发射机输出的 5kHz～30kHz功率信号失真的现象，为使失真尽可能较小，应选择极间电容较小的功率MOSFET。此外要考虑功率MOSFET的最大漏极电流ID和漏源极电压VDS。根据本方案的技术指标，发射机输出功率为100W以上，考虑电路实际运行中，会有功率器件热损耗及输出变压器的工作效率，在设计时按150W来计算，按为发射机供电电压VCC为+24V，功率MOSFET上的管压降为2V，则流过每只功率MOSFET上的最大电流为

由于电路采用的全桥拓扑结构，在每个周期，全桥开关功率模块的两个桥臂的功率MOSFET轮流导通半个周期，所以每只功率MOSFET的平均电流为3.4A。全桥开关功率模块中每只已关断功率MOSFET承受的电压理论峰值应为直流母线电压+24V，但在实际运行中，由于主电路存在着分布电感参数，当桥臂上MOSFET关断瞬间，流过MOSFET的电流急剧变化，该电流与分布电感作用形成极高的尖峰电压，该尖峰电压又与电源电压正向串联后作用于功率MOSFET，从而使功率MOSFET承受的电压远高于电源电压的瞬时尖峰电压[9]，该尖峰电压UCESP为

在上式中1.265为安全系数，综合以上因素，本方案选用国际整流器公司（IR）的IRFI421H-117P，其栅极电容为490PF，Ron最小值为58mΩ，最大漏源电压VDS为100V，最大漏极电流ID为6.8A。

驱动模块是控制电路与全桥开关功率模块之间的一个重要环节。根据IRFI421H-117P栅源电压VGS和漏极电流ID曲线，栅源电压VGS和导通电阻Ron曲线，要使漏极电流达到3.4A以上，导通电阻Ron尽可能接近58mΩ，栅源电压VGS应在10V～15V，在本方案中，驱动电压选为12V。当水声信号频率为20kHz时，通过Matlab仿真可知，调制模块的PWM信号的占空比在0.4%～99.6%间变化，因此最短高电平时间和最短低电平的时间为200ns，所以功率MOSFET的开关时间总和应小于200ns，为使发射机的输出失真较小，本方案使功率MOSFET的开通时间和关断时间小于十分之一开关时间总和，即使功率MOSFET的开通时间tR、关断时间tF小于20ns，因此要求驱动模块的最小能提供的输出电流Isource和吸入电流Isink分别：

驱动模块设计中死区时间是D类发射机一个主要的失真源，死区时间越长，非线性失真越大，产生功率MOSFET直通的可能就越小。但在本方案中，由于最短高电平时间和最短低电平的时间为200ns，因此死区时间不能大于200ns，否则，调制模块输出的脉冲宽度小于200ns的PWM信号经过电平转换和数字隔离作用全桥开关功率模块后，全桥开关功率模块的桥臂中点无输出，导致发射机的输出信号产生严重的失真。死区时间越小，非线性失真越小，但死区时间不能小于功率MOSFET的关断时间tF[10]，否则产生功率MOSFET直通，损坏发射机。因此，驱动模块的设计中死区时间上需要一个折衷，在本设计中，死区时间选择为40ns左右。从发射机性能参数以及电路的复杂度、稳定性、安全性方面考虑，本方案最终选用SILICON LABS公司的驱动芯片si8234组成的驱动电路，该驱动芯片的能提供的输出电流Isource为2A，吸入电流Isink为4A，驱动电压范围为6.5V～24V，同时该驱动芯片的死区时间可从0到us级可调，完全可以满足本设计的应用需要。

2.4 升压变压器及换能器宽带匹配模块

升压变压器是将全桥开关功率模块输出48V峰峰值开关电压升压为1200V左右的换能器驱动电压。升压器的设计在本系统的设计过程中十分关键，在保证足够的开关速度和功率容量的同时，又要做到低功耗和小体积，根据磁芯的功率处理能力与面积Ap的关系式可确定磁芯尺寸，在本系统中变压器的面积Ap为[11]

式中：AC为有效载面积；A0为窗口面积；pT为变压器的视在功率（W）；fr为工作频率（Hz）；B为磁芯的感应强度（T）；j为导线电流密度（A/mm2）；kc为铜线在铁心窗口的占空系数；k0铁心占空系数，铁氧体取1；考虑到升压器的工作效率，在本设计中，取变压器的输出功率为200W，其视在功率Pt为400W。

通过查询变压器设计手册，最终采用日本TDK公司材质为PC44磁芯型号为PC-44229的磁罐，其特点是具有较高的功率容量，较小的体积。利用法拉第定律计算一次绕组的匝数NP：

二次绕组的匝数NS：

在实际绕制升压变压器时，由于受到绕制工艺的影响，实际升压变压器的匝数在上述匝数的基础上做些细微调整。为减小趋肤效应的影响，增大升压变压器窗口利用系数，增大升压变压器的填充系数，一次绕组的导线选用能通过较大的电流绝缘带包裹的铜编织带[12]。

通常压电式水声换能器其等效电路特性呈容性，为了提高发射机工作效率，需对换能器做阻抗匹配，由于工程上一般很难得到该函数的数学表示形式，因此，一般是利用阻抗分析仪测量换能器的工作频段阻抗或导纳[12]。根据阻抗（或导纳）函数计算外加电抗元件的参数，保证外加的电抗元件与负载的电抗成分相互抵消，调整等效阻抗的相角，使等效负载整体趋于纯阻态，使反射波为零。通常换能匹配有两种，一种是单频点或窄带匹配，其主要思想利用换能器外部串联或并联电感元件与换能器本身在单频点或窄带中心频率处形成单谐振回路。另外一种是宽带匹配[13]，其主要思想就是需要在电路中构建两个谐振频率[7]，通过调节谐振频率点的位置可将两个或多个谐振峰拼成一个较宽的通带，图6为双峰谐振匹配电路。

图6 双峰谐振匹配电路

回路中存在两个谐振频率f1和f2（f1＜f2），谐振频率f1和f2之间就是换能器工作频率，换能器的静态电容C0与串联电感L2组成串联谐振回路，它谐振于f2，串联电感L2的值为，在频率f1处该串联谐振回路呈容性，与L1组成并联谐振回路，谐振于f1，并联电感L1的值为[14]。由于在本系统使用的发射换能器的频带宽度是20kHz～30kHz，为使换能器在整个幅频响应较为平坦，谐振频率f1选为21kHz，谐振频率f2选为29kHz，经阻抗分析仪测量，本系统所用换能器的静态电容为30.2nF，通过上述分析计算，串联电感L2的值为0.997mH，并联电感L1的值为0.903mH。双峰匹配好后，经阻抗分析仪测试，换能器匹配前的阻抗相角曲线如图7中的实线所示，相角在30°～79.7°之间，换能器调谐匹配后的阻抗相角曲线实际测试值如图8中的虚线所示，20kHz～30kHz频率范围内相角在28°以内，调谐匹配效果较好。

图7 匹配前后的阻抗相角曲线

3 测试与评估

对发射机工程样机进行测试，发射换能器带宽为 20kHz～30kHz，测试信号脉宽 40ms，频率间隔1kHz单频正弦信号时，通过对换能器两端的电压取样测量可得，在发射机输入信号在20kHz～30kHz的范围内，换能器两端的电压基本一致，发射机平均输出有功功率有130W左右，其频带特性较为平稳，起伏较小，发射机输入信号在20kHz、25kHz、30kHz时，换能器两端电压经电阻分压后的波形如图8所示。

图8 换能器两端的电压波形

由图8可见，发射机的输出波形较好，失真较小。发射过程中24V供电电流在5.7A左右，由于可见，发射机的效率达到94.8%，说明了匹配网络的合理性及发射机的高效率。

4 结语

本文提出了一种高性能水声信号发射机的方案，该方案利用改进型PWM调制方法，降低D类发射机的开关频率，提高发射机性能，在超过90%的高效率和低压供电情况下超过100W的功率输出。通过在较低的开关频率情况下提高了三角载波频率，减小谐波分量，达到免滤波电路设计的目的，提高发射机可靠性的同时减小了发射机体积。解决了目前传统水声信号发射机开发过程中所面临的效率低、体积大等问题，为高效率、小型化、便携式水声设备提供了一种新的方法。