一种带曲率补偿的低温漂带隙基准源设计

吴舒桐，孔玉礼，王祖锦

（1.中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏无锡 214035；2.中国人民解放军海军七〇一工厂，北京 100032）

1 引言

带隙基准源的主要作用是为电路系统的其他模块提供不受温度变化和电源电压波动影响的电压或电流，其性能会直接影响整个电路系统，是模拟集成电路的核心模块。带隙基准源一般由启动电路和产生基准电压/电流的核心电路以及偏置电路等模块构成。

随着集成电路的发展，对电路系统性能的要求越来越高，所以也对带隙基准源的温漂、电源抑制比和功耗等性能提出了更高的要求，目前，针对基准源的主要研究方向也集中在这几个方面[1]。大部分带隙基准电路采用运放结构[2]，如Brokaw带隙基准电压源和Kujik带隙基准等均是目前普遍使用的结构，这种电路可以实现较优的温度系数，但是运放的失调电压和电源抑制比会降低基准源的精度[3]，故不采用运放来实现带隙基准源也是目前电路设计中的重要研究方向。传统基准电路温漂性能较差，已很难满足目前电路的设计要求，故需要采用温度补偿技术以实现更优的温漂性能。目前，国内外常见的补偿技术有2阶曲率补偿技术、分段补偿技术、VBE线性补偿技术等[4-7]。

本研究在传统基准结构的基础上，为避免运放的失调电压对基准源精度的影响，选用无运放结构生成基准电压。利用双极型晶体管基极-发射极电压VBE的负温度特性，采用高温曲率补偿电路对基准的温漂性能进行优化，实现低温漂、高电源抑制比性能。

2 传统带隙基准结构

目前大多数带隙基准源都是在传统带隙基准结构的基础上进行优化设计的。在选用双极型晶体管进行设计时，由于基极-发射极的电压VBE具有负温度特性，热电压VT具有正温度特性，只需将2者进行加权求和，就可以得到一个与温度无关的基准电压。

传统的带隙基准电压源结构如图1所示，运放使得Q1管和Q2管的集电极电位相等，从而可以保证电阻R3和R4上的压降相等，若R3=R4且Q1管和Q2管的发射极区面积比为n∶1，Q1管和Q2管的集电极电流IC1和IC2可表示为：

式中VBE1为Q1管基极-发射极的电压，VBE2为Q2管基极-发射极的电压。IC2与绝对温度成正比，基准电压VREF可表示为：

这种结构的基准源具有非常好的温度特性，但是需要运放产生较高的增益，并且运放的失调会降低基准源的精度。

图1 传统带隙基准结构

根据文献[8]可知，VBE可表示为：

式中VBG0是硅在0 K时的带隙电压；VBE0是T0温度下的基射极电压，是一个常量；T为任意温度；T0为某基准温度；η是与工艺相关的常数；α是IC与温度的关系常数；VT为热电压。根据式（3）可得，VBE并不随着温度线性变化，因为存在高阶项。因此，若只采用上述传统基准结构的一阶补偿，随着温度变化范围的扩大，基准电压的温漂系数就会逐渐增大。

3 带曲率补偿的低温漂带隙基准电路

本研究提出的带隙基准电路如图2所示，其主要包括启动电路、产生基准电压的核心电路和曲率补偿电路。产生基准电压的核心电路采用无运放结构实现，本研究创新地加入了曲率补偿电路，对带隙基准的温漂性能进行2次补偿，实现低温漂、高电源抑制比性能。

3.1 启动电路

启动电路由Q14～Q20管和电阻R7～R9构成。当电路上电后，Q14、Q15和Q17的基极电位VB14跟随电源电压上升。一开始VB14较小，Q15和Q17管关断，Q14管导通；随着VB14的增大，Q15和Q17管导通，有电流流至Q20的基极，使得Q20导通，基准核心电路启动成功。

3.2 基准核心电路

带隙基准的核心电路由Q1～Q13、R1～R6和电容C1构成。Q6～Q9和R2～R5为电流镜结构，产生1个与电源

图2本文提出的带隙基准电路电压无关的电流IPTAT，为基准电路提供电流源偏置。通过电容C1形成反馈网络，提高电路的稳定性。根据选取的电阻比例，可得到相应的Q1和Q2的集电极电流，分别为该电路没有使用运放来维持2条支路的电压相等，而是直接将2个NPN管的基极相连。Q11～Q13和电阻R6为Q1和Q2提供偏置电压。Q1和Q3管尺寸完全相同，Q2和Q4管尺寸相同，Q2管为n个Q1管并联。根据图2可得V1和V2处的电位为：

根据文献[8]，可得：

式中IS为饱和电流。

因此V2可表示为：V2也可以表示为在电阻R1上产生的压降：

根据式（7）（8），IPTAT可表示为：

V2为一个正温度系数的电压，再增加一个负温度系数的电压VBE5，就可产生一个与温度无关的基准电压VREF，由式（7）可以得出基准电压为：

从式（10）中可以看出，通过调节电阻R3、R4的比例和n就可以得到一个低温度系数电压VREF。

3.3 曲率补偿电路

曲率补偿电路由Q21管和电阻R10～R12构成。根据前文可知，VBE并不随温度线性变化，故在全温度范围内，基准电压不能完全实现零温度系数。本研究设计的补偿电路利用VBE的负温度系数原理，在高温时使补偿管Q21导通，减小R1上的电流，使得基准电压VREF减小，在高温时缓解了基准电压增大的趋势，从而实现温度补偿的目的。

忽略VREF随温度的变化，VREF经过分压电阻R11和R12后形成的电压V3恒定。常温时，V3较小，Q21管未导通，VBE随温度升高而减小，因此在高温时Q21管会逐渐导通。Q21管导通后，集电极流过的电流为：

根据式（3），该电流具有正温度系数。随着温度的升高，IC21呈现指数级增大，因此流过电阻R1的电流就会逐步减小。流过R1的电流可表示为（1+R2/R3）IPTATIC21，则V2可表示为：

将式（12）代入式（10）可得到补偿后的基准电压为：

从式（13）可得，随着温度的升高，曲率补偿电路工作后，可产生一个随着温度指数增大的电压[（V3-VBE21）/R10]R1，用于补偿高温时VBE5产生的高阶项。因此，选择合适的R1、R3、R4和R10的取值，就可以得到很好的补偿效果，实现高温时温度特性的优化。

4 仿真结果与分析

本研究提出的带隙基准电路采用180 nm BiCMOS工艺实现，为射频前端电路提供带隙基准电压，带隙基准部分的版图如图3所示。采用Cadence进行仿真，仿真设置温度范围为-40～85℃，电源电压为5 V。带隙基准的性能仿真结果如图4～5所示。

图3 本文提出的带隙基准电路版图

图4 基准电压随电源电压变化特性

图4为带隙基准的直流特性仿真结果，在温度为25℃时，将电源电压从0 V增加至8 V，观测VREF端的基准电压值。从图4可得，当电源电压达到3.2 V后，基准输出1.124 V，开始稳定工作。电路上电性能良好，在电源电压为5 V时，可正常工作。

图5 电源抑制比特性曲线

图5为电源抑制比的仿真曲线，从图5可以看到，本设计具有较高的电源电压抑制能力，在低频时，电源电压抑制比可以达到-88 dB。因此，电源电压对输出的基准电压的影响较小。

本文提出的带隙基准电压源的温度变化范围为-40～85℃，电源电压为5 V时，其温度特性曲线的仿真结果如图6所示，图6中2条曲线分别为有无曲率补偿电路的温度特性曲线。增加的曲率补偿电路在高温时有效缓解了基准电压增大的趋势。经过补偿后，基准电压的变化幅度只有807 μV，温度系数从没有曲率补偿的9.5×10-6/℃优化至5.7×10-6/℃，具有优异的温度特性。

图6 基准电压温度特性

图7为在不同工艺角下基准电压温度特性曲线，温度变化范围为-40～85℃，电源电压为5 V时，在FF、TT和SS工艺角下对基准电路的温度特性进行仿真。在FF工艺角下，温度系数为50×10-6/℃；TT工艺角下，温度系数为5.7×10-6/℃；SS工艺角下，温度系数为14×10-6/℃。基准电路在不同工艺角下都有良好的温度系数。

图7 不同工艺角下的基准电压温度特性

5 结论

本文提出了一款新型带高温曲率补偿的低温漂、高电源抑制比的带隙基准电压源设计方案。电路没有采用运放结构生成基准电压，以避免运放的失调电压对基准源精度的影响。利用双极型晶体管基极-发射极电压VBE的负温度特性，在高温时对基准电压进行曲率补偿，减小基准电压的温漂。电路基于180 nm BiCMOS工艺线，采用Cadence仿真验证，在-40～85℃温度范围内，温度系数为5.7×10-6/℃，低频下电源抑制比达到了-88 dB。本文提出的带隙基准源通过增加简单、易实现的曲率补偿电路，提供了有效的温漂优化方案，为射频电路提供不受温度变化和电源电压波动影响的电压，满足射频电路高速、高精度的设计要求。