抑制共模电流的变频空调系统同步PWM 控制方法*

朱浩亮黄 玉

(南宁学院机电学院，广西 南宁 530200)

近年来，随着市场竞争的不断加剧，空调(Air Conditioner，AC)产品的开发周期被不断缩短。但是为了确保产品设计符合电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)标准，需要进行严格的测试验证过程，这在一定程度上增加了产品开发的时间和成本[2-3]。共模扼流圈易于安装在电力电缆中，通常用于EMI 测试，因为它允许产品在开发完成后立即发布[4]。虽然该方法可以在不修改被测设备电路的情况下满足EMI 标准，但通常会导致发布的产品结构较复杂。另外，该方法也增加了材料的成本，对产品价格的竞争力带来了不利影响。

AC 的风扇电机运行时，由于电路中逆变器的开关状态的改变，施加的相电压改变[4]。这种变化导致电机相位和接地之间的寄生电容，从而产生共模电流[5-6]。这是导致AC 中产生传导发射(Conducted Emission，CE)噪声[7]的主要原因。本文所研究的商用7 kW AC 使用两个风扇进行热交换，包含逆变器和风扇驱动电机的控制电路。因此，由于电压变化持续地产生共模电流。

为了抑制或减小由电压变化驱动的共模电流并解决EMI 问题，人们已经开展了大量的相关研究。例如，文献[8-9]提出使用多级逆变器来减少由于绝缘栅双极型晶体管(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)的开关状态变化而引起的电压变化。文献[10]提出使用有源噪声滤波器来测量在设备产生的共模电流。然而，这些方法需要安装额外的组件，导致价格成本无法得到有效降低。文献[11]提出通过脉宽调制(PWM)开关技术来减少共模电压变化的方法，能够降低了电压变化和共模电流的幅度。然而，仍旧不能将其完全抵消。

为了缓解这一问题，本文提出了一种降低共模电流的新方法。本文研究的重点是降低电压变化(与PWM 开关相关)引起的噪声，在由两个逆变器驱动风扇的AC 系统中，该方法仅改进PWM 策略，且无需额外的元件或修改电路，因此成本较低。提出方法可以产生与共模电流方向相反的电流。由于两个电流相互偏移，有效地降低了共模电流。试验结果验证了所提方法在逆变器性能方面的有效性，同步PWM 方法有效降低了共模电流和CE 噪声。

1 提出的同步PWM 方法

AC 系统中存在两种导致共模电流产生的寄生电容。第一种是导线(连接逆变器和电机)与室外机外壳之间的电容。第二种是电机绕组与电机外壳之间的电容[12]。图1 示出了AC 系统中共模电流的等效电路，其参数可以通过测量共模阻抗[13]获得，其中未考虑差模阻抗。

图1 共模路径和阻抗的电路图

相电压的变化会改变室外机外壳(底盘接地)和电机相电压之间的电势。在应用于电机的三相中，相位a中产生的共模电流icm可以表示为寄生电容Ca1、Ca2、Ca3和Ca4产生的电流之和，如下所示:

式中:ia1、ia2、ia3和ia4分别为Ca1、Ca2、Ca3和Ca4产生的电流。式(2)将流经所有寄生电容的电流表示为节点电压的函数。

式中:

与电容引起的压降相比，寄生电感和电阻引起的压降可以忽略不计。因此，所有节点上的电压可以视为相等，共模电流可以表示如下[14]:

式中:Ca_total表示等效电容，等于Ca1+…+Ca4。

当电压由于逆变器的开关操作而改变时，产生对应于电容特性的共模电流。采用的7 kW 商用AC 共模路径电路如图2 所示，其中两个逆变器共用一个直流电源。如果产生的共模电流为icm_1和icm_2，则这些电流汇合点p处的共模电流icm_load可以用式(4)表示:

图2 AC 共模路径电路图

式中:

因为风扇1 和2 使用相同类型的电机，所以可以假设风扇1 的寄生电容等于风扇2 的寄生电容，即，Cx_1total=Cx_2total。因此，如果在切换时风扇1 和2的电压变化(dv/dt)被施加在相反的方向上，则p处的共模电流icm_load可以被保持在接近于零的值，如式(5)所示。

式中:sx_m表示主模式逆变器输出开关函数，sync(·)表示同步。

主模式逆变器的PWM 信号是根据参考电压产生的，而当主模逆变器改变其开关状态时，从模式逆变器的PWM 信号以相反的方向输出。然而，从模式控制导致参考电压和实际输出电压之间的不匹配[15]。

为了解决该问题，本文提出了同步脉宽调制方法，如图3(a)所示。例如，当主逆变器输出零矢量V7(T0/2)时，从逆变器也输出零矢量V0。随后，当主逆变器输出时，从逆变器输出V1(T2_s)。因此。一旦dv/dt在主逆变器的c相出现负值，从逆变器a相的dv/dt信号就会呈现正值。为了保持电流控制的稳定性，在每个PWM 控制周期中，两个风扇在主模式和从模式之间交替。

图3 同步PWM 方法

这种同步PWM 方法保证了从模式逆变器的实际输出电压与参考电压不同。这种差异可以用图3(b)所示的矢量来表示。主模式逆变器Vs的参考电压(与将V1和V2之间平面平分的Vh对称)对应于从模式逆变器的实际输出电压，从而产生相对于参考电压的电压误差。

2 通过同步PWM 方法减少误差

在从模式下工作的逆变器，其实际输出电压和参考电压之间总是存在电压不匹配，从而导致相电流的畸变。因此，产生的电压误差必须最小化。根据式(4)和式(5)，共模电流的减小取决于IGBT 开关状态变化引起的电压方向变化。一旦主模式逆变器的开关功能被激活，在开关操作期间产生相反方向dv/dt信号的从模式逆变器可具有六个函数，如图4 所示。对于从模式逆变器的给定输出，对应于的扇区被保持，并且电压误差被最小化。因此，在本文中，同步PWM 方法的实现基于PWM 输出。

图4 同步PWM 方法的矢量图

图5 描绘了从模式逆变器的六种开关状态sa2，sb2，sc2。这些状态可以与开关状态sa1，sb1，sc1同步，以控制主模式逆变器。

图5 同步PWM 方法的开关函数

利用主模逆变器的目标输出与Ts之间差值，对同步PWM 方法进行实现，如式(7)所示。

图6 同步PWM 方法的控制框图

3 EMI 仿真分析

传统EMI 仿真分析方法主要是通过施加方波参考电压来检查信号频率衰减或开关元件的工作情况[16-17]。然而，这些方法不太适合对逆变器控制单元的不同逻辑状态进行EMI 的CE 仿真。因此，本文通过构造一个模型来仿真电磁干扰，该模型考虑了各种负载，如电源、线路阻抗稳定网络(Line Impedance Stabilization Network，LISN)、电机线、逆变器以及风扇电机等。采用快速傅立叶变换技术对电源网络中配置的LISN 电路进行数据分析。仿真过程以10 ns 的间隔持续125 ms。

风扇电机的共模阻抗特性如图7(a)所示，室外机外壳与电机导线之间的共模阻抗如图7(b)所示。表1 列出了用于构建风扇电机和导线之间等效阻抗的电路参数。

图7 风扇电机的共模阻抗

表1 风扇电机和导线之间的等效电路参数

在不使用和使用同步PWM 方法情况下获得仿真结果分别如图8 和图9 所示，其中横坐标为时间，纵坐标为电流幅度。如图8(a)所示，在现有的控制方法中，PWM 产生的共模电流是沿同一方向流动的。同时，当使用同步PWM 控制方法时，逆变器1和2 的IGBT 状态同时改变以产生向相反方向流动的共模电流(参见图9(a))。

图8 不采用同步PWM 方法的情况下获得了仿真结果

图9 采用同步PWM 方法的情况下获得了仿真结果

如图8(b)所示，现有的控制方法通常增加两个逆变器产生的共模电流。然而，同步的PWM 控制却能够显著降低其幅度，如图9(b)所示。与现有方法(图8(c))的相电流相比，同步PWM 方法不会进一步显著地扭曲相电流，如图9(c)所示。

EMI 的CE 噪声分析结果表明，同步PWM 方法产生的总CE 噪声降低了6.7 dB～20 dB，如图10 所示。在170 kHz 时降低了20 dB，在1 MHz 时降低了6.7 dB，在10 MHz 时降低了9.8 dB。

图10 在使用(黑色)和不使用(灰色)同步PWM方法情况下获得的仿真结果

4 实验结果与分析

图11 显示了用于测量EMI-CE 电压的实验装置，其中LISN 连接到7kW 商用AC 系统(EMI 测量室环境下)。压缩机负荷和室内机未运行。风扇控制电路被激活，所有EMI 测量组都被移除，以仅评估同步PWM 方法的性能。通过应用噪声滤波器，可以满足EMI 标准规定的CE 限值[18]。

图11 实验硬件设置

在不使用和使用同步PWM 方法情况下获得真实测试结果分别如图12 和图13 所示，其中横坐标为时间，纵坐标为电流幅度。当采用现有的PWM方法时，两个逆变器在闭合时刻进行PWM。结果，在同一方向上产生共模电流(图12(a))。然而，如图13(a)所示，同步控制方法产生相反方向的电流。此外，从图12(b)可以看出，由风扇1 和2 产生的共模电流被相加。然而，根据图13(b)，相对于现有方法，同步PWM 方法则不会出现类似情况。

通过比较分别两种PWM 控制方法产生的相电流的波形，可以看出同步PWM 方法对相电流的失真改变非常小，如图12(c)和图13(c)所示。同步PWM 方法在不同工作条件下获得的EMI(CE)测试结果如图14 所示。风扇1 转速为200 r/min，风扇2转速为900 r/min。图14 示出了相电流的放大波形。可以看出当两个风扇以不同的速度运行时，不会出现相电流失真。

图12 不采用同步PWM 方法的情况下获得的测试结果

图13 采用同步PWM 方法的情况下获得了测试结果

图14 同步PWM 方法在不同工作条件下获得的EMI(CE)测试结果

在使用和不使用同步PWM 方法情况下获得的EMI(CE)测试结果对比，如图15 所示。可以看出，在170 kHz、1 MHz 和10 MHz 的频率下，CE 噪声分别可降低23 dB、6 dB 和1.5 dB。与仿真情况不同的是，实验数据表明，CE 噪声下降幅度在150 kHz 到1 MHz的范围内有所降低。与仿真结果相比，在小于或等于1 MHz 的频率下，噪声的降幅与仿真结果几乎一致。但是，在等于或大于1 MHz 的频率下，由于印刷电路板、单个IGBT 元件和实际产品中电机阻抗的不同，噪声的降幅较小。然而，在低频(接近150 kHz)范围内，商用AC 的CE 测量成本通常十分昂贵，因此所提出的方法仍具有较大的应用前景。

图15 在使用和不使用同步PWM 方法情况下获得的EMI(CE)测试结果比较

5 结束语

本文提出了一种新的同步PWM 方法来减小多逆变器AC 系统的共模电流。采用矢量控制的方法避免了风扇电机的不稳定性，并采用特殊的扇区选择方法减小了电压误差。通过仿真和实机测试验证了该方法的有效性。实验结果表明，相位电流的畸变明显减小。同时，在AC 的EMI 条件下，该同步PWM 方法有效降低了系统的EMI CE。但是在等于或大于1 MHz 的频率下，该方法对噪声的降幅较小，后续将对如何改善此问题开展进一步研究。