斜向探测通信选频试验研究

李 星， 郑容秋， 王耀磊， 宋 征

(中国电波传播研究所青岛分所， 山东 青岛 266107)

0 引 言

短波通信以其传输距离远、设备简单、建设费用低和抗毁能力强等优点，在国际通信、防汛救灾、海难救援等方面发挥着重要作用，短波远距离通信主要靠电离层反射来实现，但是电离层信道是一种在时域、频域、空域上都有变化的色散信道，电离层多径效应严重，会造成信号多径时延散布，引起频率选择性衰落；电离层的随机起伏造成信号相位起伏，从而造成多普勒展宽和时间选择性衰落；电离层参数可变性大，使得短波通信性能随时间、频率、地点而不断变换。电离层的这种信道不稳定性使短波具有频带窄、容量小、速率低、相互干扰严重的缺点[1-2]，这些缺点使得短波通信的有效性、可靠性、适应性变差，为了适应电离层的特点，确保通信顺利进行，特别是为了提高短波数字通信的可靠性和有效性，就需要选择合适的工作频率。

电磁波的斜向传播对短波通信有着特殊的意义，以往的短波通信选频是根据传统的经验选频方式进行频率选择的，并没有考虑电离层的变化情况，不仅工作效率低，而且准确度不高，使用电离层斜向探测能够实时探测电离层的变化情况，选出通信距离内的可通频率，不仅提高了工作效率，而且提高了准确度。

电离层斜向探测时，无线电波斜向入射到电离层，经过电离层的反射和折射到达地面的接收点，由接收设备完成接收。接收到的回波信号携带有电波经历路径上的电离层变化信息，电离层斜向探测路径与短波通信路径完全相同，电离层对短波通信信号的影响完全可以利用斜向探测信号进行研究，因此，为短波通信选择通信频率时，利用斜向探测进行电离层通信频率选择是切实可行的。斜向探测电离图反映了收发分置的两站之间，接收信号的相对群时延与频率的关系[3],通过斜向探测电离图，一方面可以获得信号的传播模式、探测频点对应的群时延信息、最佳工作频率、最高工作频率以及最低可用频率等短波通信链路参数，同时根据本地的干扰频谱监测结果选出干扰小、模式少的频点，为短波通信选频管理系统提供数据支持。

1 探测通信选频系统

本文提出了一种集探测、通信、选频于一体的斜向探测信号发射接收技术，将本地的干扰监测信息通过斜向发射设备发送给斜向探测接收设备，系统的工作频率为5 MHz～25 MHz，为了提高传输的可靠性，根据实际需要可以将短波频段划分为多个子波段，若以1 MHz的频率间隔进行划分，可以将短波波段划分为21个波段，若以500 kHz的频率间隔进行划分，可以将短波波段划分为41个波段，实际中需要根据波特率、传送时间进行折衷考虑。实际工作中系统首先对本地干扰进行监测，统计分析后得到干净频率，将干净频率编码成短信息，对短信息分别进行CRC校验、编码交织后调制到每个探测频率上，与探测信号一起发射出去，斜测接收设备根据设定的工作时序，同步开始探测工作，接收到电离层回波信号后，一方面对探测信号进行脉压处理，形成斜向探测电离图；另一方面对调制到探测信号上的通信信号进行解码，得到干扰监测信息，根据斜向扫频电离图数据提取最大可用频率(Maximum Useful Frequency，MUF)信息，结合干扰监测信息选出合适的通信频率提供给用户使用，发射接收原理框图如图1所示。

图1 探测通信原理框图

2 系统关键模块实现

2.1 本地干扰监测

本地干扰监测主要是对频谱占用度进行分析，选取出干净频率。频谱监测系统开展本地干扰监测时，接收设备开始扫频工作，单个频点的驻留时间由换频时间、采样长度和采样速率共同决定，干扰数据处理流程如下。

(1)干扰频谱分析

每个频点采集数据长度为1 024点，将1 024点数据分成4段，每段256点，对每段信号进行加权处理，即

U(n)=h(n)·S(n)

(1)

其中，

S(n)=I(n)+jQ(n)

式中：S(n)为采集的每段数字零中频信号；h(n)为有效权函数，此处采用Hamming窗；

利用快速傅里叶变换得到每段信号的频谱

A(n)=FFT(U(n))

(2)

对该频点的四段干扰信号频谱进行平均得到该频点的频谱数据。

(2)频谱数据平滑

对得到的干扰频谱数据在带宽内进行平滑，平滑的数据点数与带宽有关，平滑算法为

(3)

式中：Aj为j个频点的电平值；N为带宽内所含的频率数目；Wi为平滑得到的带宽内的第i个频率的功率值。

(3)门限电平确定

由于天线驻波随频率变化以及短波不同频率间的噪声基底有差别，需要确定数据处理分析间隔。由于有些频段上连续的干扰超过500 kHz，因此折衷选取了1 MHz作为数据分析处理间隔。干扰门限电平根据分析间隔内功率电平最小值加5 dB来确定，低于门限电平的为可用频率。在实际的处理中发现，当带宽为20 kHz或40 kHz时，由于高频段相对干扰少，这种方法在高频段选出的可用频率比较多，因此又根据累积分布来辅助确定。此处门限电平取的是分析间隔内功率电平最小值加5 dB和累积分布20%对应的电平值的较小者。

(4)干净频率的统计量

根据门限电平确定出干净频率后，统计干净频率的相关参数：功率电平差、连续频点数、时间可用度、时间平稳度。

电平差是指干净频率的功率电平与分析间隔内最小值的差，表征此干净频率的电平值。

连续频点数指该干净频率前后均是干净频率的个数。

时间可用度指在连续的N次扫描里，若某频率有M次为干净频率，则其时间可用度为100×M/N。

时间平稳度是指在连续的N次扫描里，某一可用频率功率电平值的均方根值。

系统开展本地干扰监测时，接收设备从5 MHz～25 MHz开始扫频工作，接收数据按照上述的处理步骤进行处理、分析后，得到图2的干扰频谱测量效果图，图中显示了频谱全景图、频谱细节图、时间可用度统计图等多个测量得到的图形。

图2 频谱测量效果图

2.2 短信息编码交织

在实际的短波信道上传输数据信息时，由于信道传输特性不理想，以及加性噪声的影响，所受到的数据信息不可避免地会发生错误。在功率一定的情况下，为了减小误码率，首先应合理设计基带信号，选择调制解调方式，采用均衡技术。在这种情况下，如果误码率仍不能满足要求，可以采用信道编码，即差错控制技术，将误码率进一步降低。

本文采用BCH(15,7,5)的编码方式，即码长为15，每个码组中含7个码元，码组的最小码距为5，能纠正2个错误。BCH是一种纠错能力强、构造方便、编码相对简单的线性分组码，能纠正多个随机错误[4-5]，它的生成多项式g(x)与最小码距dmin之间有密切的关系，可根据所要求的纠错能力，很容易地构造出BCH码，且其译码也比较容易实现。

g(x)=x8+x7+x6+x4+1

(4)

g(x)是xn+1的一个常数项不为零、阶次为(n-k)的因子。

BCH(15,7,5)码的生成矩阵G和监督矩阵H分别为

将数据信息按照k位一组进行分组，构成矩阵Am×k，编码后的矩阵如下：

Bm×n=Am×k×Gk×n

(5)

为了将突发错误转换成差错控制编码可以纠正的随机错误，可以采用交织编码，也就是将差错控制编码后的矩阵B按列进行发送，接收端再按列排列成矩阵B的形式，这样，就可以将发生在一个码组中的突发错误分散到几个码组中，从而大大提高差错控制编码的纠错能力。

2.3 π/4-DQPSK调制与解调

数字信号调制一般采用QPSK调制方式，QPSK是一种四相相移键控调制方式，具有良好的误码率性能和较高的频带利用率，但对通信系统的线性要求比较严格，容易造成信号的误判。本系统采用π/4-DQPSK数字调制方式，π/4-DQPSK是在QPSK和OQPSK的基础上发展起来的一种调制技术[6-8],具有以下优点：1)码元转换时刻的相位跳变仅限于±π/4和±3π/4，没有因180°相位突变而引起的包络起伏，通过带限、非线性信道时的频谱扩散不严重；2)可采用差分解调，避免了相干解调中相干载波的提取以及相干载波相位模糊问题，大大简化了接收机的设计。此外，在存在多径扩展和衰落时，π/4-DQPSK性能要优于OQPSK。

π/4-DQPSK调制信号的数学表达式为

f(t)=Amcos(ω0t+θ(t))

(6)

式中：ω0为载波角频率；θ(t)为载波相位。这种调制方式是通过改变载波相位θ(t)来携带数据信息的。令k时刻的载波相位为θk，k-1时刻的相位为θk-1，则θk=θk-1+Δθk。Δθk表示的是k时刻数据信息所代表的相位差，共有四种取值，即±π/4和±3π/4。因此每一种取值可以代表两个比特信息。

π/4-DQPSK可以采用相干检测、差分检测进行解调，相干检测的性能虽然比差分检测的性能好，但需要从接收信号中提取载波，增加了设备的复杂度。π/4-DQPSK调制中，信息完全包含在两相邻符号的相位差中，适合差分解调，且设备简单。

接收到的信号表达式为

r(t)=cos(ω0t+θ(t))

(7)

假设本地振荡器的频率也为ω0。首先，接收信号分别与本地振荡器产生的两路正交载波相混频，即

r(t)cos(ω0t+φ)=

cos(ω0t+θ(t))cos(ω0t+φ)=

(8)

r(t)sin(ω0t+φ) =

cos(ω0t+θ(t))sin(ω0t+φ)=

(9)

经过低通滤波器滤除高频分量后，得到

(10)

(11)

设k、k-1时刻的抽样值分别为Xk、Yk和Xk-1、Yk-1，以周期Ts对x(t)、y(t)进行抽样，得到的Xk、Yk、Xk-1、Yk-1为

(12)

并对得到的Xk、Yk和Xk-1、Yk-1作如下运算:

(13)

(14)

基带差分解调的判决规则如下：

判决后再经过并串转换即可恢复所传输的原数据信息。

2.4 正交调制

本系统的探测信号采用脉冲线性调频信号(Linear Frequency Modulation,LFM)，LFM是应用比较广泛的一种探测信号形式。在脉冲重复周期和峰值功率一定的条件下，窄的脉冲宽度可以提高距离分辨率，但同时降低了平均发射功率，缩短了探测距离。从接收端来讲，通过增大脉冲宽度，提高了平均发射功率，有利于提高信噪比。因此，在探测距离和距离分辨率之间就产生了矛盾。脉冲压缩技术[9]解决了这一难题。首先，发射信号采用比较宽的LFM信号来提高发射平均功率，以保证足够大的作用距离和接收端的信号能量；接收端采用脉冲压缩技术以获取窄的脉冲，来提高距离分辨率，从而较好地解决了作用距离和距离分辨率之间的矛盾，使得LFM信号被广泛应用到各种电离层探测和雷达体制中。

本系统中编码交织后的通信信号与LFM信号一同发射，如图1中所示，为了使通信信号与探测信号互不干扰，采用频分复用的方式，使LFM信号和通信信号分别占用不同的频带，同时，为了抑制强干扰对通信信号解调造成影响，在一个探测周期内多个频点重复发射相同的通信信号，以确保在短波探测的各个频段都能收到通信信号，起到频率分集的效果。

2.5 接收处理

接收端同步接收回波信号，对回波信号分两步进行处理。首先，由于LFM信号和通信信号占据的频带不同,可以通过滤波器分别提取出LFM信号和通信信号;然后,对LFM信号进行脉冲压缩、相干积累后得到斜向探测电离图。

对提取出的通信信号的处理第一步是找到数据的起始位置，即帧同步。帧同步提取性能的好坏直接影响整个数据的解调质量，甚至影响整个通信系统的性能。本系统中的帧同步是通过在发送信号前加入相关性强的同步码实现的，同步码要尽可能的短，以保证数据传输效率，同时同步码要具有尖锐的自相关函数。实现时利用接收信号与本地同步码进行互相关处理，得到互相关序列，然后进行峰值查找，通过判断峰值是否大于设定的阈值来判断数据的起始位置。找到通信信号的起始位置后，认为同步码之后的数据为通信有效数据，然后依次进行解调、解交织、BCH译码、CRC校验后得到发送的短信息。

3 试验结果分析

为了验证系统的探测通信选频效果，搭建了试验验证平台。选频、发射系统在A地，接收系统在B地，首先在A地进行本地干扰监测选频，将5 MHz～25 MHz干扰频段分成5个波段，每个波段选出3个干净频率，将干净频率进行编码变成18位二进制比特信息，依次加入CRC校验位、BCH(15,7,5)编码、交织、π/4-DQPSKπ/4-DQPSK调制后，与同步码一起组成数据帧，与LFM信号一起发射出去。为了提高传输的可靠性，采用频率分集的方式，每个波段发送相同的数据信息。发送信号的频谱图如图3所示，从图3可以看出通信信号和探测信号分别占据不同的频带，两者互不干扰。

图3 发射信号频谱图

系统利用全球定位系统(Global Positioning System，GPS)进行同步，接收端同步接收回波信号后，通过滤波器分别得到探测信号和通信信号，对探测信号进行脉压、相干积累后得到斜向探测电离图，脉压图和斜向扫频电离图分别如图4、图5所示。对图5的斜向扫频电离图进行数据处理，得到信号传输模式、最大可用频率信息。

图4 LFM信号脉压图

图5 斜向探测电离图

分离出通信信号后，利用同步码的自相关特性得到数据的起始位置，同步码的自相关函数如图6所示。提取通信信号后依次进行π/4-DQPSK解调、解交织、BCH译码、CRC校验后得到发送的短信息，同时利用信号的频率分集对多个频率上解调出的短信息进行综合分析，对每个接收信号的信噪比进行统计，信噪比是指信号能量与噪声功率的比值[10]，得出5 MHz～25 MHz上每个频点的信噪比与误码个数的关系如图7所示。从图7中看出，信噪比高的频点信号误码率低，验证了通信信号的信噪比对误码率的影响[11]。从图5和图7可以得出信号能量强、无误码的频段为12.5 MHz～15.5 MHz，结合通信信号解码出的该频段的干净频率，选出可用的通信频率提供给电台使用。

图6 同步头相关特性图

图7 接收信号信噪比与误码个数对应图

4 结 语

短波电离层信道是变参信道，其信道参数随时间变化，某些时段变化更为剧烈，这些缺点使得短波通信的有效性、可靠性、适应性变差，因此，选择合适的工作频率是很有必要的，而选出的干净频率如何同探测信号一起发送出去，使接收端在收到探测信号的同时也获取了干净频率，是本文的研究重点。本文从理论上分析了干扰、探测、通信一体的可行性，对发射部分和接收部分的关键模块进行了研究分析，并开展了斜向探测通信试验，通过斜向扫频电离图得到信号的可通频率区间，结合解码得到的无干扰频率，选出该距离上可通的频率提供给电台使用。