可改善中压MMC谐波特性的无差拍控制策略

郭汉臣，王琛，范莹，王毅，田艳军，谭开东

(1. 河北省分布式储能与微网重点实验室（华北电力大学），河北 保定 071003；2. 国网北京城区供电公司，北京 100035)

0 引言

目前，直流配电技术已在交直流混合配电网工程中得到了广泛应用[1-5]。仿照交流电网，学术界对直流配电网的电压等级序列进行了划分，文献[6-8]认为电压等级在1.5 kV和200 kV之间的为中压直流电网，高于200 kV为高压直流电网，低于1.5 kV为低压直流电网。对比同等级的交流配电网，中压直流配电网在供电质量和可靠性上更具优势，是解决电源汇集和配电问题的优选方案[9-11]。

中压直流配电网常用电压源换流器（voltage source converter，VSC）。但模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）中直流母线电压在各子模块中均匀分配，从而使器件耐压要求降低。与此同时，MMC可降低输出侧谐波含量，改善交流侧输出电能质量[12-14]。当MMC应用于中压直流配电网时，子模块数量随着电压等级的降低而大幅减少[15-17]。如何降低中压MMC输出电流的谐波畸变，是将MMC应用到中压直流配电系统中所面临的问题。

电平逼近调制（nearest level modulation，NLM）策略以其正弦波强拟合能力和易于实现等优点，成为MMC中常用的正弦调制方法，但对子模块数量有较高要求，因而更适用于高压直流输电系统[18-20]。中压直流配电系统的电压等级比高压直流输电低了大概10～20倍。若依然采取NLM，输出阶梯波等效正弦的效果会显著下降[21-22]。

为提高输出电流质量，文献[23]采用载波移相调制（carrier phase shifting pulse width modulation，CPS-PWM）策略对中压直流配电网中的MMC进行调制。此时，MMC输出电流谐波含量有所降低，但子模块开关频率显著增大，从而导致MMC通断损耗较大。文献[24]将无差拍电流控制与NLM相结合，并应用于高压直流MMC输电系统中。该方法与传统控制相比，所需的比例积分调节（proportional integral control，PI）与坐标变换次数显著减少，但对调节参数有较高要求。

本文根据交流侧实际电流与参考电流的差值计算子模块的数量，在开关损耗较低的情况下增加电平切换频率，从而降低单一电平的持续时间。

1 无差拍控制器设计

本文根据交流侧电压的实际值计算下一控制周期的交流侧电流参考值，再通过电流参考值与实际值之差计算出需投入的子模块数量，MMC等效电路如图1所示。

图1 MMC等效电路Fig. 1 Equivalent circuit of the MMC

2 子模块电容均压控制

在调制周期开始时，若桥臂上电流方向为正，则将原先已处于投入状态的子模块电容电压乘上一个略小于1的系数H1。将已被切除且电压低于所设下限的子模块乘上一个略大于1的系数H2，然后再进行排序。具体均压流程如图2所示。

图2 子模块均压流程Fig. 2 Process of voltage sharing of the sub-modules

系统的整体控制流程如图3所示。在图3中，Uabc为三相交流电压；iabc为三相交流电流；为三相交流电流参考值；UC为各子模块的电容电压。从图3可以看出，相比传统控制策略，本文所提无差拍控制不需要PI调制环节，所需坐标变换次数也较少，从而简化了控制系统。

图3 系统控制流程Fig. 3 Control process of the system

3 仿真验证

为了验证本文所方法在降低电流畸变率上的有效性，在Matlab中分别搭建了采用NLM、CPSPWM和无差拍控制下的MMC仿真模型，配电网结构如图4所示。仿真系统参数如表1所示。

图4 中压直流配电网结构Fig. 4 Topology of medium voltage DC distribution network

表1 仿真参数Table 1 Data of the simulation

在3种控制策略下，a相输出电压和电流波形分别如图5～6所示。结合图5和图6可以看出，虽然在CPS-PWM和无差拍控制下，电压电平切换时均发生了多次跳变，但跳变原理不同。在CPS-PWM控制下跳变是因为载波数量较多，且各电平跳变次数一定。在无差拍控制下跳变是因为对参考电流进行了实时跟踪，各电平跳变次数不一。由于MMC电平数量少，NLM控制下的输出电流畸变率明显上升。在CPS-PWM和无差拍电流控制下，电压的多次跳变使电平切换得以平稳过渡，从而降低交流侧的谐波含量。

图5 不同控制策略下MMC输出电压Fig. 5 Output voltage of MMC with different control strategies

图6 不同控制策略控制下MMC输出电流Fig. 6 Output current of MMC with different control strategies

3种控制策略下的快速傅立叶变换（fast Fourier transform，FFT）分析结果如图7所示。结合图5～7可以看出，NLM调制下总谐波畸变（total harmonic distortion，THD）含量为8.12%，以5次谐波为主，占总谐波的61.57%。CPSPWM调制下THD含量为2.44%，以5次谐波为主，占总谐波的81.97%。无差拍调制下THD含量为2.09%，以11和19次谐波为主，占总谐波的76.56%。因此，在MMC子模块数较少的情况下，无差拍控制策略下对参考电流的跟踪会使电流畸变率进一步降低，从而提高交流侧输出电能质量。

图7 3种控制策略下FFT分析结果Fig. 7 Analysis results of FFT with three control strategies

3种控制策略下1 s内a相上桥臂子模块的平均总开通次数如图8所示。从图8中可以看出，无差拍控制策略下的开关次数介于NLM与CPSPWM之间。当采用无差拍控制策略时，若不采取适当的均压策略，1 s末子模块开关次数均值将达到550次，大于NLM调制下的460次。采用均压控制后无差拍控制下的开关次数均值降低至460次左右，基本与NLM调制下的次数持平。因此，相比其他2种控制策略，使用无差拍控制策略时子模块通断频率较低。当采用降频均压后，子模块通断频率进一步降低，从而降低了MMC的整体损耗。

图8 3种控制策略下子模块开通次数Fig. 8 Opening times of sub-modules of three control strategies

采用均压控制前后，a相上桥臂各子模块电容电压波形如图9所示。从图9中可以看出，虽然均压控制后，电容电压的波动幅度有所增加，但仍稳定在额定值7 500 V左右，上下波动幅度不超过±0.5%，基本满足MMC对子模块电容电压的要求。由于引入电容电压阈值和保持因子，因此各子模块尽可能保持当前的运行状态，使得桥臂上各子模块电容电压波形差异增大，从而降低子模块的开关频率。

图9 各子模块电容电压Fig. 9 Capacitance voltage of each sub-module

4 结语

本文针对中压直流配电网中MMC因模块数量少而导致电流畸变率高的问题，将无差拍电流控制引入到少模块的MMC换流器，并提出了相应的均压控制策略。该控制策略通过参考电流与实际电流的差值直接计算子模块投切个数，无须经过调制波调制且不需要PI调制。在Matlab中搭建了中压直流配电网中MMC的仿真模型。仿真结果表明，所提控制策略不仅能有效提高少模块MMC输出电流质量，而且可以保持各电容电压平衡。