一种应用于光伏系统的单级升压式无变压器型逆变器

张银娟，王永科

（1.许昌学院，河南许昌 461000；2.许昌电气职业学院，河南许昌 461000）

0 引言

可再生能源包括风能、太阳能和地热能等，其中，太阳能光伏发电（PV）具有可获得性强、维护费用较低等优点而备受关注[1]。光伏逆变器用于将PV产生的直流电转换为交流电送入电网。通常，在光伏逆变器和电网之间须串联工频变压器提供电流隔离。而工频变压器会导致系统体积增大，效率降低[2]。此外，在光伏板和地之间存在寄生电容，寄生电容的电压在逆变器的整个运行过程中产生泄漏电流[3]。泄漏电流流经光伏板、逆变器馈入电网，这将导致并网电流畸变，增加功率器件的导通损耗，并会出现安全问题。因此，必须减小或消除该电流[4]。

近几年来，有研究者在PV系统中使用无变压器逆变器拓扑解决上述问题。无变压器逆变器结构主要有两种类型，分别为多级串联结构和两级结构。在多级串联结构中，当光伏板受照射不一致时，会显著降低输出功率，此外，任何一个光伏串发生故障都会导致系统停机。两级结构的逆变器存在控制困难、效率低、成本高等问题。文献[5]，[6]介绍了基于Z源逆变器的拓扑结构，该逆变器拓扑可以提高逆变器的输出电压，却不能有效抑制泄漏电流。文献[7]～[9]引入H5桥逆变器拓扑，通过在传统全桥逆变器中加入一个辅助开关，抑制泄漏电流。文献[10]对H5桥逆变器进行改进，形成H6桥逆变器拓扑，进一步抑制了泄漏电流。但是，H5桥和H6桥逆变器不具有升压能力，并且控制策略较为复杂。文献[11]研究了单极性脉宽调制和双极性脉宽调制技术对泄漏电流的影响，证明了在相同的逆变器结构下，采用双极性脉宽调制可以显著降低共模电流，但会产生较大的电磁噪声、总谐波失真（THD）和开关损耗。文献[12]～[15]提出了一种新型无变压器逆变器拓扑结构来消除泄漏电流。

本文提出了一种新型单级升压式无变压器逆变器拓扑结构，其具有高输出电压增益，电网中性点与输入负极共地，可有效抑制泄漏电流。与无变压器逆变器拓扑相比，功率元件数量更少，从而降低了成本并最大限度地提高了效率。本文所提逆变器拓扑结构简单、易于控制。

1 单级升压式无变压器逆变器拓扑结构

图1给出了本文所提出的单级升压式无变压器逆变器的拓扑结构。该逆变器拓扑由6个功率开关（S1～S6）、两个功率二极管（D1，D2）、两个直流电容（C1，C2）、一个耦合电感Lm和一个滤波电感Lg组成。通过调节耦合电感匝数比n来提高逆变器的输出电压，本文所提逆变器可用于从低压光伏板向电网馈电。

图1 所提逆变器拓扑结构Fig.1 The proposed inverter topology

在逆变器拓扑的6个功率开关中，S1和S3始终工作在高频（开关频率）状态；S2，S6始终工作在工频状态；S4在正半周期常关，在负半周期以开关频率工作；S5在负半周期常关，在正半周期以开关频率工作。

表1给出了该拓扑的各种开关状态，其中，1表示导通，0表示关断。从表中可以看出，在任意工作模态下，最多有3个开关导通，只有两个开关工作在高频状态。因此，本文所提逆变器拓扑具有较低的导通和开关损耗。

表1 所提逆变器开关状态Table 1 Switch state table of the proposed inverter

2 单级升压式无变压器逆变器的工作原理

2.1 模态分析

如图2所示，单级升压式无变压器逆变器有4种工作模态（模态1～模态4），在正半周期内逆变器只工作在模态1和模态2，在负半周期内逆变器只工作在模态3和模态4。与各模态相对应的开关状态见表1。为了便于对所提逆变器进行分析，本文做出以下假设:所有元件均为理想器件；开关频率远大于电网频率。因此在每一个开关周期内电容两端电压恒定。

图2 所提逆变器的工作模态Fig.2 The operation modes of the proposed inverter

模态1:逆变器的S1，S2和S5导通。Lm一次侧绕组通过S1从光伏板吸收能量进行储能；C1和C2通过S2，S5向负载或电网供电，部分能量储存在Lg中。此时S3，S4，S6承受的最大电压应力为

式中:VC1为C1上的电压；vg为电网电压。

模态2:Lm和Lg续流。存储在Lm中的能量分别通过一次侧绕组和二次侧绕组传输到C1，C2中。Lm的一次侧绕组通过S2，S3和D1对C1充电，二次侧绕组通过D2对C2充电。存储在Lg中的能量通过S2，S6和电网续流。此时S1，S5承受的最大电压应力为

式中:VC2为C2上的电压。

模态3:逆变器的S1，S4和S6导通。Lm一次侧绕组通过S1从光伏板吸收能量进行储能；C1和C2通过S4，S6向负载或电网供电。此时S2承受的最大电压应力为

模态4:该模态的能量流动路径与模态2相同，唯一区别在于模态4存在于负半周期内，电网电流与模态2中的电网电流方向相反，此处不再赘述。

2.2 单级升压式无变压器逆变器的理想电压增益

由输入光伏电源、Lm的一次侧绕组、功率开关（S1，S2，S3）、D1和C1构成传统的boost变换器，可得到C1上的电压和输入电压之间的关系如下:

2.3 单级升压式无变压器逆变器的调制策略

图3给出了所提逆变器的调制策略。

图3 所提逆变器的调制策略Fig.3 The modulation strategy of the proposed inverter

如图3所示，正弦调制波Vref与两个同向层叠载波（Vcarrier1和Vcarrier2）进行比较，产生脉冲波形（G1～G6）。通过对获得的G1～G6进行适当的逻辑运算，即可产生S1～S6的脉冲驱动信号，如图4所示。

图4 脉冲驱动信号生成原理Fig.4 Generation principle of pulse driving signal

具体逻辑运算关系为

根据图3、图4和式（6）可以确定，S1，S3始终在高频状态下工作，S2，S6工作在工频状态下，S4和S5只在一个半周内工作在高频状态下，另一半周常开/常关。

2.4 单级升压式无变压器逆变器的电流控制策略

图5给出了所提逆变器的电流控制策略框图。图中包括输入电压VPV、输入电流iin、电网电压vg和并网电流ig的采样，以及锁相环（PLL）单元、最大功率点跟踪（MPPT）控制器。该电流控制策略的主要目标是从光伏板中提取最大可用光伏功率，并将其馈送到电网。

图5 所提逆变器电流控制框图Fig.5 Current control block diagram of the proposed inverter

3 所提逆变器的参数设计与比较分析

3.1 双绕组耦合电感的设计

双绕组耦合电感的设计须考虑互感Lm的临界值LmC。如果Lm＞LmC，所提逆变器将在连续导通模式（CCM）下工作。LmC计算式为

3.2 直流电容器C1，C2的设计

通常，电容都是根据变换器的工作状态进行充电或放电，在一个充放电周期内电容电荷的变化可通过以下表达式计算:

式中:ΔQ为电荷变化量；C为电容值；ΔVC为电容上的纹波电压；IC为平均电流；ΔTS为充放电周期。

C基本上取决于逆变器的Po和ΔVC。通常计算时，ΔVC约为5%，所需的电容值计算式为

3.3 比较分析

将本文所提逆变器与现有的几种无变压器逆变器拓扑进行了比较，结果如表2所示。

表2 比较分析Table 2 Comparative analysis

相较于文献[7]，[10]，[12]，本文所提拓扑通过多单元整合的方式大大降低了器件冗余度，在输入端没有使用储能电容，仅使用电感滤波，减小了电路尺寸，提高了系统的可靠性。此外，文献[7]，[10]无法提供高电压增益，输入电压高，开关电压应力大，增大了系统损耗。文献[12]中的无变压器逆变器拓扑也可以通过使用较少的功率开关提供高电压增益，但它需要3个直流电容，并且容量较大，增大了电路成本。相较于文献[14]，本文采用同向层叠载波法调制策略，无须处理复杂的逻辑信号，减少逻辑门数量，降低了控制复杂度，电路稳定性高。

4 实验验证

本文搭建了一台功率为120 W的单级升压式无变压器逆变器实验样机，验证所提逆变器拓扑结构。具体实验电路参数如表3所示。

表3 实验电路参数Table 3 Experimental circuit parameters

为验证MPPT算法的有效性，图6给出了所提逆变器在最大功率点处运行时iin，VPV的波形。如图所示，VPV为恒定直流，大小为60 V，iin是包络为正弦的脉冲电流，峰值电流为6 A。输入功率的有效值恒定，与理论分析一致。

图6 输入电压、电流波形图Fig.6 Waveform of input voltage and current

图7给出了C1，C2两端的VC1，VC2的波形。如图所示，由于电容不断地充放电，电容两端电压为脉动直流，VC1平均值为115 V，峰峰值为5 V，VC2平均值为350 V，峰峰值为10 V。符合理论分析。

图7 电容电压波形图Fig.7 Voltage waveform of capacitors

图8（a）为所提逆变器单位功率因数PF=1运行时ig和vg的波形。由图可知，vg峰值为311 V，ig峰值为0.8 A，ig的THD＜5%，符合并网要求。为了检验所提逆变器产生无功功率的能力，在PF=0.85运行时对其进行了测试，输出波形如图8（b）所示。可以看出，电流滞后电压大约30°，ig峰值为1.2 A，证明了电流控制算法的有效性。

图8 并网电压、电流波形图Fig.8 Waveform of grid voltage and current

为了测试所提逆变器的动态响应性能，将逆变器的输出功率从额定功率突然跳变至1/2额定功率，图9给出了在切换瞬间逆变器的输出电压和电流动态响应波形图。从图中可以看出，逆变器输出电压保持稳定，输出电流减小一倍，逆变器动态调节时间在5 ms以内。证明了所提MPPT控制器和电流控制器具有良好的动态响应性能，符合实验预期。

图9 逆变器动态响应波形图Fig.9 Dynamic response waveform of inverter

图10为本文所提逆变器与参考文献[7]，[10]，[12]中的逆变器在不同输出功率工况下的效率对比分析曲线。从图中可以看出，本文所提逆变器在额定功率下效率达到95%以上，表明使用较少功率元件就可以降低系统损耗。

图10 效率比较Fig.10 Efficiency comparison

5 结论

本文提出了一种新型单级升压式无变压器逆变器拓扑结构。该拓扑将基于耦合电感的高电压增益变换器与传统两电平逆变器集成在一起，使其具有高电压增益。此外，由于电网中性点直接连接到光伏板的负极，该逆变器不存在共模电压，从而完全消除了泄漏电流。最后搭建了一台120 W的实验样机，实验结果验证了所提逆变器拓扑结构的可行性和控制策略的有效性。