2.1 GHz 的高效灵活E 类功率放大器的设计

李国金,徐家富,南敬昌

(辽宁工程技术大学 电子与信息学院,辽宁 葫芦岛 125105)

随着科技的飞速发展以及技术需求的日益增加,无线通信系统的应用也呈现爆炸式的增长,因而面临的困难也越来越多。功率放大器作为发射机的核心器件,是无线通信系统中至关重要的一部分,因为通信距离的长短取决于功率放大器的输出功率,电池的使用时间和消耗程度也由其效率决定。同时功率放大器的工作带宽、增益和稳定性等基本指标对无线通信系统性能的影响也十分显著,所以针对功率放大器的研究与设计十分重要。功率放大器的效率在众多指标中有着绝对的核心地位,提高效率旨在减少能源的消耗,并且分担整体散热的任务,这样可以大幅度地提高信号的传输质量和占比以及满足长时间的工作需求。

为了实现功率放大器高效率的目标,科学家们研究了各种效率增强技术,如E 类、F 类、J 类等。在几种增强效率的方法中,F 类和J 类的结构和设计略微复杂。而E 类功率放大器的设计难度更小一点,同时效率也有稳定的保障,在目前阶段被视作提高功率放大器效率最好的方法之一。

由于E 类功率放大器结构简单、易于设计,并且拥有非常高的效率,实用性也很高,被大量应用于车载电话、雷达、手机蓝牙系统等。所以研究学者对此做了大量研究。文献[1]设计的E 类功率放大器在5 GHz 下仅获得了53.1%的功率附加效率,并且其输出功率很低,只有21.2 dBm。文献[2]设计的E 类功率放大器在2.2 GHz 得到了41.05 dBm 的输出功率,但是功率附加效率也只有67.3%,且集总元件少,结构灵活性较差,寄生效应不明显,设计比较容易。

本文设计了一款E 类功率放大器,在保证高效率和大功率输出需求的同时,提高了灵活性。输入输出电路是设计的关键,直接关系到指标的好坏,E 类功放最初是采用集总参数匹配,即利用电容电感进行匹配。随着更高频率的需求,出现了微带线匹配来代替电容电感匹配的方式。集总参数匹配在射频和微波频段的寄生效应明显,很难应用在高频段上,并且难以设计制作,而微带线匹配数据准确,但灵活性较差,不易于后期参数调整。因此本文在设计输入输出匹配时,将电容和微带线进行结合,在达到准确的匹配的基础上又方便了电路的调试。

1 设计原理

具有并联电容的E 类功率放大器最早是Sokal等[3]于1975 年提出来的,随后Raab[4]研究开发出的E类功率放大器可以通过调整电压和电流波形的瞬态响应来提供高效率,以最小化开关情况下的能量损失,理论上可以达到的效率为100%,相比于其他类型的功放有着绝对的优势。

但是在实际设计中会受到晶体管的输出电容Cout的限制[5-8],导致它的最大工作频率一般在百兆赫兹左右,因此难以应用于微波以及微波以上的频率。当E 类功率放大器正常工作时的频率超过频率上限时,Cout大于正常工作所需的并联电容C,此时就会有一部分电容没有被利用,即出现了所谓的过剩电容Cex。为了消除过剩电容对电路带来的影响,研究者们进行了大量的实验,研究出诸多不同的方法来补偿过剩电容,例如引入电感器来补偿过大的电容[1-2],以提升E 类功率放大器的最大工作频率。本文将采用T 型L-C 网络的方法来实现对过剩电容的补偿。为了适用于微波应用,L-C T 型电路可以近似地转换为具有低复杂度的分布式电路。

E 类功率放大器工作原理如图1 所示。它是由单个晶体管和负载匹配网络组成,设计E 类功放的关键在于负载网络的选取[9],其中电感L 和电容C 组成一个串联谐振电路,用来滤除所有的谐波成分,使得流过该网络的电流为正弦信号。C1为并联接地电容,由实际接入的电容和晶体管的寄生电容两部分组成,驱动电压过驱动使得晶体管可以近似当作通断开关使用。漏极的电感L1的作用是给晶体管提供直流电流并阻止交流信号通过。R 为负载电阻。

图1 E 类功率放大器原理Fig.1 Principle of class E power amplifier

R、L、C、C1和L1的数值可由以下公式求解[4]:

式中:ω是工作频率;Q为品质因数,根据实际情况分析得到;Pout为晶体管输出功率,是固定不变的;V是漏端电压,可以进行微小的调整变化。R为输出端的负载电阻,求解出来的R值可以代替负载牵引得到的负载阻抗,即输出匹配是可直接将求解的R匹配到标准电阻50 Ω,而不必再进行负载牵引。

2 功放设计

近年来功率放大器的设计与研究不胜枚举,然而在对功率和频率的要求都比较高的时候常常采用的是GaN HEMT 器件,因为它的开关速度极快且封装结构有利于后期的焊接工作,所以被广泛使用。本文选择的CGH40010F 晶体管,它的运行电压为28 V,Cout为1.5 pF,根据公式(1)和(3)可以得到,当频率为2.1 GHz 时,并联电容C1为0.5 pF,因而Cex值为1 pF。因此在漏极偏置中加入如图2 所示的T 型L-C 网络替代传统电感来补偿过剩电容,以消除输出电容对最大工作频率的影响,为了适应高频段输出,L-C T 型电路可以近似地转换为分布式电路。

图2 T 型L-C 网络Fig.2 T-type L-C network

T 型L-C 网络的电感L2和L3以及电容C2的参数值可由以下式子求解而得,其中有(ω <ω1<2ω)[8]:

本文在设计E 类功率放大器时,为了使晶体管能保持良好的工作状态,在偏置电路中各自加入去耦电容和高频旁路电容,目的是让信号短路,同时还有去掉直流电源高频杂散的效果。在输入和输出匹配网络前分别放置一个小容值的电容,用来阻挡直流信号流入输入和输出负载。如图3 所示为E 类功放原理图。

图3 E 类功率放大器完整电路图Fig.3 Complete circuit diagram of class E power amplifier

功放在GHz 频段通常采用微带线作匹配[10],这是由于在频率较高时,电容和电感的寄生参数和插入损耗都非常大。为了避免不必要的损耗以及优化一些基本的指标,一般在设计时会选择利用传输线代替以上集总元件来进行仿真,这样会使得仿真结果更接近真实效果,性能更好。在微波频段时,串联的电感元件完全可以等效于串联的微带线,而并联电容可以等效于开路的短截线。一般在实际匹配时,可以先利用电容和电感进行匹配设计,然后在进行匹配电路仿真时要根据电容电感参数值转换成对应的传输线。为了增加电路的灵活性,保留了电容,只把电感等效成微带线,这样匹配既可以达到高频率要求,又可以实现灵活的匹配。

输入匹配电路由两个参数值不同的L 型网络串联成,将ADS 仿真得到的最佳源阻抗先匹配到一个过渡阻抗,再匹配到标准信号源阻抗50 Ω,这样做是为了避免出现两个阻抗值差距过大导致的匹配不利于后期实物的制作问题。匹配用电容和微带线取代传统的电容电感组成的L 型匹配网络,既保证了数据的准确性又实现了灵活调试的目标。栅极偏置线的电阻与R-C网络构成了稳定电路,可避免振荡和自激现象,以保证功放正常工作。输出端的电感和电容组成串联谐振网络,对基波短路并且对谐波开路以减少功率在谐波频率的损耗,进而实现高效率大功率目标;输出匹配网络采用π 型网络,同样利用电容和微带线进行匹配,设计更加灵活,在设计时还可根据需要随时调整匹配形式,实现更大的工作带宽。设计的E 类功率放大器会受到非线性并联输出电容以及有限开关时间等非理想的因素和封装参数的影响,导致偏离理想的最佳工作状态,在完成设计后可用ADS 软件进行参数优化。

3 仿真结果

利用ADS 软件进行仿真。仿真的过程主要包括:直流特性分析、功放管的稳定性分析、输入输出匹配设计、栅极漏极偏置电路的设计以及仿真、优化。

根据直流特性分析选取晶体管静态工作点的栅源电压为-2.9 V,漏极供电为28 V,静态工作电流为115 mA,这三个数值与DataSheet 给出的静态工作点非常接近。然后进行稳定性分析,如图3 所示,栅极偏置线的电阻与R-C 网络构成了稳定电路,经过仿真得到的稳定因子在整个频段内都大于1,从而可知功放管在整个频段内绝对稳定,可以保证正常工作。

接着对功放管进行牵引仿真,寻找最佳阻抗并完成输入输出匹配的工作,由于E 类功率放大器的特殊性,只需对输入匹配电路进行牵引仿真找到最佳阻抗即可,输出匹配电路的负载阻抗可以由(1)式所求得的阻值替代。本文采用混合参数网络匹配,使用微带线与电容共同完成匹配,这样既减小寄生参数和插入损耗,又增加了匹配的灵活性,方便电路的后期调试。

完成匹配后需要对输入输出匹配电路进行S参数仿真,当数值合理时才能保证匹配的合理性。不过实际微带线的匹配电路S参数仿真结果即使符合要求,仍然会比传输线差一点,但是更加接近于它的真实结果。对功放整体进行大信号仿真,功率附加效率PAE、输出功率随着输入功率变化波形图如图4 和图5 所示。

图4 PAE 随输入功率变化图Fig.4 PAE changes with input power

图5 输出功率随输入功率变化图Fig.5 Variation of output power with input power

由图4 可以得知,当输入功率在31 dBm 的时候,本文所设计的E 类功率放大器的PAE 达到了最大值,输入功率再增大则PAE 值会有所下降。故而可以选择输入功率为31 dBm,此时的PAE 值为73.5%,输出功率值大约为40 dBm,即为10 W 的功率值,满足E类功率放大器高效率需求。

4 功放的测试

在ADS 软件上完成设计后,对所设计的功放进行一定的优化,最后在AD 上画出版图并加工成实物进行测试,来验证设计是否正确无误。图6 为E 类功放实物图。本次采用介质基板Rogers4350b 来进行电路板制作,并在表面加上抗氧化工艺,可以起到一定的保护作用。由于功率管会发出大量的热量,容易在功放长期工作时严重发热失效[11],所以还要有良好的铝制的散热板,防止功率管失效。

图6 E 类功放实物图Fig.6 Physical drawing of class E power amplifier

测试结果如图7 所示,从图中可以得知,实际功放的PAE 在输出功率为39.5 dBm 时达到最大值70.8%,这是一组非常可观的数值,可以真正完成大功率高效率的传输任务。

图7 E 类功放实测曲线Fig.7 Measured curve of class E power amplifier

实物测试的结果与ADS 仿真的结果略有偏差,这是由厂商所提供的晶体管模型与实际购买的晶体管会存在一些误差所导致的,并且电容电感包括微带线以及功率放大器本身的加工精度误差也会导致测试的结果略小于ADS 软件进行仿真所得到的结果。设计匹配电路时使用了大量的电容,导致功放整体在一定程度上损失了一些指标的优势,但是大大地提高了灵活性,会方便于后期的调试工作,具有一定的应用前景。

表1 为本文设计的E 类功放与近年发表的E 类功放性能的比较,很明显在保持高频率下本文设计E 类功放拥有更先进的性能。

表1 各种E 类功放的性能对比Tab.1 Performance comparison of various type E power amplifiers

5 结论

本文基于混合参数网络匹配设计了一款E 类功率放大器,在漏极偏置中加入T 型电路来补偿晶体管的过剩电容,进而解决输出电容对最大工作频率的限制问题,可同时适用于低频和高频应用。通过仿真和实测得到的结果都能够证实方案的正确性,在2.1 GHz时,经过实物测试得到PAE 峰值为70.8%,输出功率为39.5 dBm。为了适合于微波应用,L-C T 型电路可以近似地转换为分布式电路,简化了电路的复杂性,具有非常可观的应用前景。