一种宽带高线性度射频放大器

张 博,贺城峰,吴昊谦

(西安邮电大学 电子工程学院,陕西 西安 710121)

射频前端放大器不仅要求动态范围大和能在宽的工作范围内工作,还需要对接收到的信号进行无失真地放大,这就要求放大器需要有较高的线性度[1-2]。因此宽带高线性度的射频放大器一直是国内外学者们研究的重点[3-4]。

针对射频放大器线性度和宽工作频带的研究,文献[5]提出一种采用达林顿结构和共源共栅结构的新型达林顿放大器,在0.1～6 GHz 的工作频带内,增益大于23 dB,平坦度小于±1 dB,噪声系数小于1.5 dB,但线性度偏低。文献[6]采用达林顿结构设计出一款宽带高线性度射频放大器,通过自适应线性化偏置电路,来改善线性度。在应用频段0.1～6 GHz 内最高增益可达20 dB,增益平坦度为±1.2 dB,芯片尺寸面积小,仅为0.4 mm×0.55 mm,带内输出三阶交调点(OIP3)最大为34.5 dBm,但是,随着频率的升高,OIP3 指标呈现下降的变化趋势。

鉴于射频前端放大器需要提供足够高的增益,以保证整个接收机系统具有最佳的噪声系数,同时,还应在较宽的工作频带范围内具有足够大的线性度来降低对射频信号的失真。本文采用0.5 μm GaAs E-pHEMT 管工艺,结合达林顿与共源共栅结构设计出一款可工作在0.1～6 GHz 的射频放大器。该放大器采用5 V 电源供电,采用达林顿-共源共栅复合的电路结构以保证放大器能够获得良好的增益平坦度和宽的工作频带;通过在传统有源反馈偏置电路的基础上增加线性反馈电容,提高了放大器在整个工作频带内的线性度。

1 电路设计

1.1 放大电路分析与设计

电路的拓扑结构对放大器的性能指标有着重要的影响,本文的目标是设计一种宽带高线性度射频放大器,采用的是达林顿-共源共栅新型电路结构,如图1所示。

图1 达林顿-共源共栅电路结构Fig.1 Darlington-cascode circuit structure

由M1 和M2 组成达林顿放大管,并与M3 管构成达林顿-共源共栅放大器电路结构。M1 管的栅极偏置电压是偏置电路提供的,M1 管源极负反馈电阻R2上的压降为M2 管提供合适的栅极电压,调节电阻R2的值大小可以控制放大管M1 的等效跨导,同时也会影响M2 管的静态工作点。射频信号经M1、M2 组成的达林顿管放大后在输出端进行叠加,叠加后的信号经过共栅放大管M3 后输出。由于共栅放大管低输入阻抗、高输出阻抗的特性,使放大器能够获得高的电压增益和大的负载电流,并且抑制了达林顿放大管与共栅放大管间的弥勒效应,拓展了工作频带[7]。

M3 管栅极偏置电压由R7和R8决定,M1 管的栅极和漏极分别引入电阻R1和R5,M2 管的栅极引入电阻R3,用于拓展电路带宽,但是电阻值不宜过大,过大的电阻引入会恶化噪声系数和增益,电阻R4和电容C2组成并联反馈网络接在M2 管的源极,用于改善高频增益平坦度。

1.2 偏置电路设计

偏置电路为放大管提供稳定的静态工作点,在设计中不仅需要考虑偏置网络与射频电路的隔离度,同时也要考虑偏置电路对复杂多变的外部环境的适应性。电流镜有源偏置电路能够很好地抑制温度对放大电路的影响,但是,随着对放大器功率和线性度等指标要求的提高,放大电路的管芯尺寸也随之增加,单纯采用电流镜有源偏置电路已不能满足实际需要。

一种典型的带反馈结构的有源偏置电路结构[8]如图2 所示,引入有源反馈结构,大大提高偏置电路的驱动能力,同时也可以抑制温度对放大管电特性的影响。

图2 偏置电路原理图Fig.2 Schematic diagram of the bias circuit

M4 为镜像管并且通过反馈管M5 与主放大管M1的栅极组成电流镜偏置电路,为放大管提供稳定的偏置电压,Rb为温度补偿电阻,抑制温度变化对放大管阈值电压的影响,电阻R10和电容C8组成类似低通滤波器,电阻R10抑制射频信号对偏置电路的影响。当偏置电压Vb被拉低,此时,M5 管源极反馈电阻R11上的压降减小,M4 管的栅极电压Vgs4也会随之降低,这会导致M4 管的漏端电流大大减小,此时,M4 管源漏的压降随之升高,随着M5 管栅极电压Vgs5的增大,M5 管开启的饱和程度不断增强,此时,电阻R11上的压降又会随着升高,通过反馈的电路结构,提高了偏置网络对主放大电路的驱动能力,使电路工作状态更加稳定。带反馈的有源偏置电路可以解决偏置电路驱动能力不足的问题,但是,放大器的线性度偏低[9]。本文设计的偏置电路是在传统偏置结构的基础上引入反馈电容,通过反馈电容的调节,改变了二次谐波与激励信号互调产生的信号相位,减小了三阶交调分量进而提高了线性度,其原理图如图3 所示。

图3 带反馈电容的偏置电路原理图Fig.3 Schematic diagram of bias circuit with feedback capacitor

偏置电路改进部分由电阻R12、Rg和并联电容C1组成,改进部分电路及结构简化分析如图4 所示。其中:

图4 结构简化图Fig.4 Simplified diagram of structure

式中:Z1、Z2、Z3分别表示偏置电路改进部分等效到反馈结构输入端阻抗、镜像管M4 栅极输入端阻抗和放大管M1 栅极输入端阻抗;ω表示工作频率。从上式中可以看出,工作在低频时Z1阻抗趋近于零,而Z2、Z3的值可近似用R12和Rg代替;高频时Z1的阻值可近似为R12、Rg的并联,Z2和Z3电路部分趋近于短路。此时,相位偏移接近90°,这会使得激励信号与低频信号分量互调产生的三阶交调信号减少,降低了三阶谐波分量,进而提高线性度[10]。当小信号参数保持不变时,改进后的偏置电路与传统偏置电路在常温下的线性度仿真对比曲线如图5 所示。

图5 线性度仿真对比曲线Fig.5 Comparison curves of linearity simulation

可以看出,改进后偏置电路抑制了放大器工作在高频段时线性度的恶化,相对于传统结构,结构改进后的线性度指标在高频时得到明显提升。

1.3 稳定性电路设计

稳定性是射频放大器正常工作的前提,电路不稳定将导致电路产生自激振荡。自激信号的存在将直接影响放大器的性能指标[11],所以,要保证放大电路在工作频带内无条件稳定,必须使电路在所用工艺晶体管的特征频率(fT)范围内均保持无条件稳定。稳定性由放大器的S参数决定,通常可以用单一参量μ表示[12]:

式中:S11、S22分别表示输入和输出回波损耗;S12表示隔离度;S21表示增益;Δ为散射矩阵行列式,可表示为:

当μ大于1 时,则放大电路是无条件稳定的,并且μ值越大,电路的稳定系数越高。研究人员通常加入损耗元件以保证电路的稳定性,本文在电路设计中为保证电路稳定性做了以下措施:(1)采用片内R9、C6串联反馈网络结构,提高低频稳定性,又可以调节输入、输出匹配;(2)在达林顿电路结构中的放大管M1 和M2 的栅极、漏极引入稳定电阻R1、R3、R5,牺牲部分噪声系数和增益;(3)在共源放大管的栅极引入R6、C3串联接地网络,保证了高频稳定性。

在本文设计中,稳定性器件的取值综合噪声系数、增益等指标进行了折中,稳定系数仿真曲线如图6 所示。

图6 稳定系数仿真曲线Fig.6 Simulation curve of stability coefficient

从图6 可以看出,本文所设计的电路不仅仅在应用频段0.1～6 GHz 内μ值保持大于1,且在整个宽带范围40 GHz 以内均大于1,在低频0.1 GHz 处所设计的电路μ值最小为1.1。图7 为本文设计的射频放大器整体原理图。

图7 射频放大器电路原理图Fig.7 Schematic diagram of RF amplifier circuit

电阻Rdc、电容C5和电感L1都分布在芯片外部,为了使芯片有正常的供电电压,电阻Rdc上一般需要有合适的压降;电容C5为电源的去耦电容,消除供电电源干扰对芯片性能的影响;L1为扼流电感,防止射频信号泄露到电源。电容C1、C4为输入、输出端口隔直电容,隔绝射频信号与直流电信号的串扰,同时也参与射频放大器的输入输出匹配;电感L2、L3分别为输入输出PAD 键合线寄生电感。

2 芯片版图设计

芯片版图设计中,首先要考虑芯片版图面积大小和器件的排布,同时还要考虑接地孔的大小,以减少高频寄生参数的影响,芯片输入、输出PAD 的大小和与芯片边缘的间距对性能有一定的影响,设计时需要综合考虑。

版图布线时,应充分考虑金属层1 和金属层2 的过流能力,保证金属层足够的宽度,防止因金属层过流能力不足而烧毁芯片。初步设计的芯片版图需要进行电磁(EM)仿真,仿真完成后,芯片版图生成器件模型,并将器件模型导入到原理图中再次进行联合仿真,如果联合仿真结果未能达到预期指标,需将版图修改后再进行EM 和版图联合仿真,反复迭代直至仿真结果符合指标要求,此时的版图才是最终所需要的。芯片版图设计完成后,需要做设计规则检查(DRC)以及版图和原理图(LVS)检查,DRC 的作用是保证设计的芯片版图符合芯片厂商的加工规则,而LVS 的作用是为了确保版图和原理图之间的逻辑连接一致。芯片整体版图布局如图8 所示,版图面积为0.85 mm×0.85 mm。

图8 芯片整体版图Fig.8 The overall layout of the chip

3 仿真结果与分析

对设计的芯片版图进行联合仿真,射频放大器芯片大信号性能指标OIP3 和输出功率1 dB 压缩点(P1dB)仿真曲线如图9 所示。

图9 OIP3, P1dB随频率变化仿真曲线Fig.9 Simulation curves of OIP3, P1dB varying with frequency

从放大器芯片大信号仿真结果可以看出,在工作频段0.1～6 GHz 内OIP3 大于34 dBm,在4.1 GHz 时可以达到48 dBm,改进的偏置电路改善了放大器在高频段OIP3 的性能指标。而P1dB在工作频段内均大于18 dBm,在低频段P1dB可以达到21.4 dBm。可以看出设计的宽带高线性度射频放大器在射频信号工作状态下具有优良的性能。

图10 为射频放大器在三温下(-40 ℃,+25 ℃,+85 ℃)增益(S21)仿真结果曲线。25 ℃时放大器增益为22 dB,平坦度为±0.45 dB;在-40 ℃,+85 ℃时,放大器增益变化幅度小于±1.4 dB。可以看出设计的放大器可以很好地抑制温度变化对增益的影响。

图10 三温下S21随频率变化仿真曲线Fig.10 Simulation curves of S21 varying with frequency at three temperatures

图11 为常温下噪声系数(NF)随频率变化的仿真曲线;图12 为常温下输入、输出回波损耗(S11、S22)随频率变化的仿真曲线。从仿真结果曲线中可以看出,在整个工作频带内输入、输出回波损耗均小于-10 dB;噪声系数在低频时为1.1 dB,且工作频率向高频移动时,噪声系数逐渐恶化,在频率为6 GHz 处噪声系数可达到1.7 dB,随着频率的升高,器件或器件间的寄生效应越来越明显,噪声系数也会随之变差。

图11 噪声系数随频率变化仿真曲线Fig.11 Simulation curve of noise figure varying with frequency

图12 输入、输出回波损耗随频率变化仿真曲线Fig.12 Simulation curves of input and output return loss varying with frequency

4 结论

本文基于0.5 μm 的GaAs E-pHEMT 工艺设计了一种宽带高线性度射频放大器,使用了达林顿与共源共栅构成的新型放大器电路结构。该电路结构不仅线性度高,而且还具有高增益、工作频带宽等优点。另外,针对有源反馈偏置电路线性度低的问题,通过增加反馈电容来提高线性度。当原理图满足指标要求后,对所设计的电路进行版图布局规划,依次经过EM 仿真、联合仿真等多次迭代,使联合仿真结果最终满足各指标要求。仿真结果显示:在工作频段0.1～6 GHz内,放大器的增益为22.5 dB,平坦度为±0.4 dB,最大噪声系数为1.7 dB,OIP3 可达到48 dBm,P1dB可达到21.4 dBm。本文设计的射频放大器芯片,工作频带宽、增益和线性度高,可应用于5G 通信系统中。