一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器

吴其玉

（南昌轨道交通集团有限公司，江西 南昌 330000）

随着社会需求、工业需要，双向直流变换器应用的范围越来越广，例如航空航天供电系统、UPS 需求、电动汽车电源需求以及太阳能发电等场合。推挽变换器因结构简单，电气隔离效果好，变压器利用率高等优点广泛应用于这些场合[1]。

文献[2]给出了一种电流型推挽全桥式双向直流变换器的拓扑结构与控制方案，采用有源箝位技术抑制变换器推挽侧的开关管电压关断尖峰问题，但控制方案、电路结构更为复杂。文献[3]给出了一种用串联谐振实现软开关的推挽正激电路拓扑及控制方案，在变压器副边侧增加了辅助谐振网络，但是辅助谐振电容对变换器的效率造成了一定的影响，软开关的实现需要满足一定的条件。文献[4]给出了一种推挽正激移相式双向直流变换器及其控制方法，结构简单，易于实现软开关，但是不适用于宽调压范围的应用。此外，还有多种软开关的实现方法来解决推挽变换器存在的问题，文献[5]、[6]则提出了一种新颖的软开关实现方法，充分利用双向变换器的特性，降低电路的复杂程度，使得问题得以简化。

本文研究了一种推挽全桥式双向直流变换器，其由两部分组成，在变压器的原边低压侧是电流型推挽电路，副边高压侧是全桥电路，其可工作在升压与降压两种状态。升压状态下，同步推挽侧与全桥侧功率管的驱动信号以实现软开关；降压状态下，只需控制全桥侧功率管即可实现软开关工作。因此，双向状态软开关的实现，均不需添加额外器件，具有结构简单、效率高等优点。文章详细分析了该变换器的工作原理，关键特性与设计，最后通过仿真实验表明了所分析理论的正确性及有效性。

1 推挽桥式双向直流变换器拓扑及其工作原理

图1 为推挽桥式软开关双向DC/DC 拓扑结构，其由变压器原边侧电流型推挽电路和副边侧全桥电路构成。图1 中，V1：低压侧直流电压；V2：高压侧输出电压；S1～S6：功率管；D1～D6：功率管反并联二极管；Cin：低压侧滤波电容；Co：高压侧滤波电容；L：输入滤波电感；Llk1、Llk2：高频变压器原、副边绕组漏感；N11、N12、N2：高频变压器原、副边绕组匝数且有N11=N12。

图1 推挽桥式双向DC/DC 拓扑结构

详细分析工作原理之前，为了方便，先做如下假设：

（1）所有功率开关管、元器件等都是理想的；

（2）输入电感L 足够大以保证流过其的电流连续；

（3）变压器漏感Llk1=Llk2=Llk，匝比N2/N1=n，变压器激磁电感足够大。

在以上假定条件下，该变换器的工作过程可以分为升压与降压两部分工作。

1.1 升压过程

在此过程中开关管S1、S2的驱动控制信号相位差为180°，占空比大于50%。开关管的控制策略及主要工作波形图如图2所示，其中iLk1、iLk2为流过变压器绕组电流，VS1、VS2为功率管上的电压。在S1的一个开关周期内变换器可分7 个工作开关模态。各个模态等效电路图如图3 所示。

图2 升压过程控制策略及主要波形图

图3 升压过程各模态等效电路图

1.1.1 模态1[t0～t1]，如图3(a)所示；此阶段S2开通、S1关断，因变压器同名端极性为正，副边开关管对应的体二极管D3、D6导通，能量由推挽侧通过高频变压器传递到全桥侧，此时S1上的耐压为2Vo/n，S4、S5上的耐压为Vo。此阶段S2流过全部输入电流。

1.1.2 模态2[t1～t2]，如图3(b)所示；t1时刻开通S1，S2仍然保持开通状态。此时，S1两端的电容放电，其两端的电压迅速下降，流过S2的电流保持不变。由于前一时刻几乎没有电流流过S1，因此S1是零电流开通。全桥侧状态与模态1 保持相同。

1.1.3 模态3[t2～t3]，如图3(c)所示；此阶段S1、S2均保持开通状态，流过S2的电流下降，流过S1的电流上升，当它们以相同的速率变化到Iin/2 时，此阶段结束。全桥侧状态仍然保持不变。在此阶段，相应的电流为：

1.1.4 模 态4[t3～t4]，如 图3(d)所示；在保持推挽侧S1、S2维持前一状态不变的情况下，开通全桥侧S3、S6；由于开通前相应的体二极管D3、D6是导通状态，因此全桥侧S3、S6为零电压开通。此阶段由于副边开关管的开通，电压V2反射到原边使得流过S1的电流继续上升，流过S2的电流继续下降，当iS2为

0 时，iS1 为Iin 此阶段结束

1.1.5 模态5[t4～t5]，如图3(e)所示。在此阶段ilk1继续以相同的斜率上升，ilk2继续下降，直到变成负值时，S2的体二极管D2导通，此时关闭S2，S2可实现零电流关断。在此阶段结束时，关断S3、S6，由于此时S1的电流会达到最大值ISmax，因此这个时间段不宜太长，否则流过变压器的尖峰电流也会过大。

1.1.6 模态6[t5～t6]，如图3(f)所示；此阶段S2关断，S1仍保持开通，由于S3、S6的关断，S4、S5的体二极管D4、D5迅速导通，变压器作用电压反向，因此流过S1和体二极管D2的电流相应减小。当流过体二极管D2的电流减小到0 时，此阶段结束。

1.1.7 模态6[t6～t7]，如图3(e)所示；在此阶段，S2保持关断，S1开通，S2两端的电容迅速充电到2Vo/n。

t7之后，变换器开始后半周期的工作，与前半周期类似，不再重述。

1.2 降压过程

降压过程是能量从高压V2向低压侧V1传递的过程，此时低压侧推挽侧相当于一个全波整流器。降压过程功率管S3、S6和S4、S5驱动信号的相位分别相差180°，占空比小于50%，主要波形图如图4 所示。一个开关周期可分为4 个模态，各个模态等效电路图如图5 所示。

图4 降压过程主要波形图

图5 降压过程各模态等效电路图

1.2.1 模态1[t0～t1]，如图5(a)所示；在此阶段，全桥侧功率管S3、S6导通，副边二极管D2导通，能量通过高频变压器由高压侧传递到低压侧。

1.2.2 模态2[t1～t2]，如图5(b)所示；t1时刻，全桥侧功率管S3、S6关断，流过Llk的电流ilk迅速给电容C3、C6充电，给电容C4、C5放电，与此同时，C1也迅速放电，t2时刻，二极管D1、D2自然导通。

1.2.3 模态3[t2～t3]，如图5(c)所示；此阶段全桥侧开关管均处于关断状态，漏感电流ilk线性下降，且下降斜率为V2/Llk。当二极管D1与D2流过的电流为1/2 的输入电流时，此模态结束。

1.2.4 模态4[t3～t4]，如图5(d)所示；开通S4、S5且其可实现零电压开通，相应的电流大小与模态3 中相同的速率上升或下降，最终流过D2的电流减小到0，此模态结束。

t4之后为后半周期的工作，与前半周期类似，不再重述。

2 关键特性分析与设计

若变换器的设计参数为：低压侧电压V1=28±20%V，高压侧电压V2=270V，负载功率Po=500W，开关频率fs=100kHz。

2.1 电压增益及占空比设计

理想升压状态下推挽侧S1、S2的占空比为d，若是忽略开关管反并联二极管的导通时间d'，即图2 中t5～t6的区间段，理想状态下输入输出电压关系为：

由占空比d 需要大于50%，V1选择(Vin)max，由（4）（5）得到n<8。若是变压器变比n 过高，那么相应的变压器损耗会因此增加，体积变大，磁芯损耗变大，又由于邻近效应，铜损、铁损也随之增加。但由相应的开关管电压应力随着变压器变比n 减小，开关管上的耐压值会随之增加，因此权衡考虑选取n=5。此时若是V1电压在22.4～33.6V 区间内变化，则有占空比d 在0.69～0.79 区间内变化。

2.2 漏感大小设计

把各参数代入（7），得到Llk_T=10.5μH，此处选取Llk1、Llk2大小一致，则Llk1=Llk2=5.25μH。

2.3 输入电感设计

输入电感的大小可表示为：

若输入电流的脉动为20%的额定电流值，可得L 大小为15μH。

2.4 滤波电容设计

考虑推挽侧电压纹波100mV，全桥管的占空比为1-d=0.3，则推挽侧电容大小为：

代入各参数可得Cin=14μF。

2.5 高频变压器的选型

由于推挽全桥式双向直流变换器在两个方向上变压器都是双向磁化，因此变压器铁心属于第Ⅰ类工作状态，应该选择饱和磁密Bs高、磁导率μ 高、损耗低的材料，综合此处的应用频率为100kHz，因此选择R2KB 型软磁铁氧体制成的EE 型铁心。根据相关资料，R2KB 软磁铁氧体对应的饱和磁密为0.35T，考虑到高温时饱和磁密下降所带来的影响，取Bm为1/3 的饱和磁密，因此此处有：

其中，Aw是窗口面积，Ae是有效导磁面积，Kw为窗口填充系数，通常情况下小于0.5，此处取0.3。J 为导线的电流密度，通常情况下为3～5A/mm2，此处取4 A/mm2。把各参数代入（11），得到AP 值为7.3cm2。此处选择EE60 型的变压器，Ae为2.47cm2，Aw为3.92cm2。

3 仿真实验论证

在PSIM 仿真软件平台搭建了上述软开关电流推挽桥式电路的仿真实验论证模型，具体仿真参数如表1 所示，各个参数大小与第2 部分设计值大小一致。

表1 仿真实验参数

图6(a)～(c)给出了升压与降压工作关键波形仿真结果。其中，图6(a)为升压状态下推挽侧功率管S1驱动信号Vgs1及其耐压Vds1、全桥侧功率管S4的驱动信号Vgs4以及输出电压的波形；图6(b)为升压状态下输入电感电流IL、流过开关管的电流Ilk1、Ilk2以及IS3及S4驱动信号Vgs4波形图，由图可以看出，输出电压稳定在270.2V，电压纹波大小约为95mV，推挽侧开关管的耐压值约为101V；与图6(c)为降压状态下S3、S4驱动信号Vgs3、Vgs4、输入电感电流IL及低压侧电压V1的波形图，在此状态下，全桥侧功率管的占空比为0.35，低压侧输出电压稳定在28V，电压纹波约为113mV；由此可见，仿真结果与理论分析及设计一致。

图6 升压与降压工作关键波形图

图7 则为推挽侧功率管S2的驱动Vgs2以及流过其的电流Ilk2波形图，从中可以看出，在S2即将关断时，流过它的电流已经下降为负值，S2的反并联二极管已经导通，即满足功率管的零电流关断条件，与理论分析结果相符合。

图7 功率管软开关实现过程图

4 结论

本文分析一种电流型推挽桥式软开关双向DC/DC 直流变换器，详细讨论了双向工作的各个模态，阐明了变换器的关键特性及参数设计，最后设计了仿真实验验证了所分析理论的正确性及有效性，变换器拓扑与开关控制简单，容易实现。