基于开关复用型子模块的电力电子变压器及其控制策略

张宸宇，袁宇波，袁晓冬，杨景刚，张哲，许崇福

(1.国网江苏省电力有限公司电力科学研究院,江苏 南京 211103；2.西安西电电力系统有限公司,陕西 西安 710065)

0 引言

电力电子变压器(power electronic transformer,PET)，又称固态变压器，是一种将电力电子变流技术和基于电磁感应原理的高频电能变换技术相结合，具有传统工频交流变压器功能但不仅限于该功能的新型电力电子设备[1—2]。近年来，在珠海唐家湾、江苏同里等国内多个示范应用工程中，PET接入直流配电系统，为光伏、充电桩、储能等提供了直流并网接口，减少了电压变换环节，提高了系统可靠性[3]。

目前，PET拓扑中间级中压直流(medium voltage DC,MVDC)到低压直流(low voltage DC,LVDC)端口之间主要采用输入串联输出并联(input series output parallel,ISOP)结构[4—6]，其核心功率单元采用双有源桥(dual active bridge,DAB)[7—8]或者双向谐振电路[9—10]。DAB因具有模块化对称结构、双向功率传输、软开关效率高等优点成为目前研究的热点。对于DAB 变换器，最常用的调制方法是单移相(single phase shift,SPS)调制[11],DAB所有开关管的驱动信号占空比都是0.5，通过控制桥臂之间驱动信号的相对相移实现对传输功率的控制。

直流配电系统一般采用双极性供电形式，系统结构形式主要分为非对称单极结构、对称单极结构(伪双极)和双极结构(真双极)[12—13]。真双极结构在故障工况下正、负极可单独运行，但成本较高，适用于对可靠性要求较高的场合。目前鲜有文献对双极性直流配电系统中应用的PET的拓扑和控制策略进行分析和研究。文献[13—17]基于双极性直流配电形式提出了电压平衡器(voltage balancer,VB)的概念，并提出了Buck/Boost型VB结构，实现了单极性配电向双极性配电的转化，同时解决了正负极性母线间功率不平衡的问题。将PET和VB结合起来，能够实现单极性MVDC和双极性LVDC端口的互联和功率传输，因此具有重要的研究意义。

另一方面，开关复用技术在级联系统中复用若干开关器件，实现了功率解耦和双极性输出等附加功能，减小了系统成本和体积[18—19]。由于双极性直流配电系统的正、负母线电压幅值相等，稳态时Buck/Boost型VB电路开关管的占空比同样是0.5，因此DAB和VB拥有开关复用的理论可能性。

文中提出一种基于开关复用型DAB子模块的PET拓扑及其控制策略。在传统DAB子模块基础上仅增加2个电感和2个电容，组成的PET可以接入具有真双极接线形式的直流配电系统，具有低成本和高可靠性特点。文中对提出的功率子模块拓扑和工作原理进行了分析，同时给出了相应的控制策略。通过仿真方法验证了所提拓扑和控制策略的有效性。

1 拓扑分析

1.1 PET及其子模块拓扑

文中提出的PET中间级采用ISOP结构，其拓扑如图1所示。不同子模块的原边电容相互串联，接入MVDC端口；副边电容相互并联，接入双极性LVDC端口。

图1 PET中间级拓扑Fig.1 The topology of PET intermediate

第i个子模块的拓扑如图2所示。每个子模块包括DAB和VB两部分。DAB部分由原边H桥(开关管S1—S4)、副边H桥(开关管Q1—Q4)和高频变压器T(漏感Lk，匝比Np∶Ns)组成。VB部分由开关管Q1—Q4，电感LVB1和LVB2，电容CVB1和CVB2组成。由图2可以看出，阴影部分对应的开关管Q1—Q4是DAB和VB的复用部分。iTp，iTs分别为高频变压器的原、副边电流；io1，io2分别为正、负端口的输出电流；iLVB1，iLVB2，uLVB1，uLVB2分别为电感LVB1，LVB2流过的电流和两端电压；iVB为2个电感电流之和；Ro1，Ro2分别为输出正、负母线等效负载；Cin为子模块的输入电容，其两端电压为uDABin；CVB1，CVB2分别为子模块的正、负母线输出电容，其两端电压分别为uVB1，uVB2；uDABo为正、负母线两端电压。

图2 子模块拓扑Fig.2 The topology of the proposed sub-module

1.2 工作原理

文中提出的子模块中DAB采用SPS调制方式。DAB原边开关管S1—S4占空比固定为0.5，每个桥臂的上下管驱动信号互补。通过控制原副边之间的移相角φ实现功率的双向可控。

为了实现DAB副边H桥和VB的开关复用，文中提出的子模块DAB副边上、下桥臂驱动信号互补，但是Q1—Q4占空比不再是固定0.5，而是通过调节占空比实现稳定正、负母线电压。根据正、负母线负载电流之间关系的不同，结合图3和图4具体介绍子模块的工作原理，其中Ts为开关周期。为便于分析，假设电路已工作于稳态，且子模块输入/输出电压满足UDABin/UDABo=Np∶Ns。

图3 子模块关键电压电流波形(io1

图4 子模块关键电压电流波形(io1>io2)Fig.4 Key waveforms of the proposed sub-module (io1>io2)

模式1 ，即t0～t1段：t0时刻S1、S4导通，漏感电流流过S1和S4且线性上升；副边Q2、Q3导通，iQ1保持为零，iQ3增大(考虑到副边2个桥臂电流形状相似，因此图3中只画出了副边左桥臂Q1和Q3)。由于Q3导通，电感LVB1电压为：

uLVB1(t)=-uVB2

(1)

因此电流iLVB1可以表示为：

(2)

参考图2中电流方向，此时Q3电流为：

iQ3(t)=iTs(t)-iLVB1(t)

(3)

t1时刻iQ3达到正向最大值，图3电流iQ3波形中黑色虚线代表正负母线负载均衡时的波形(iVB=0)。如果此时iLVB1=io2-io1>0，则电流iQ3小于负载均衡时的电流。

模式2，即t1～t2段：t1时刻Q2、Q3关闭，Q1、Q4导通，漏感电流和原边开关S1—S4的电流保持不变。由于Q1导通，电感LVB1电压为：

uLVB1(t)=uVB1

(4)

电流iLVB1可以表示为：

(5)

此时Q1电流为：

iQ1(t)=iLVB1(t)-iTs(t)

(6)

模式3，即t2～t3段：t2时刻S1、S4关闭，S2、S3导通。此时Q1电流同样可表示为式(6)，在t3时刻达到最大值：

IQ1_max=iQ1(t3)=IVB+ΔIVB+ITs_max

(7)

式中：IVB为VB部分的总输出电流；ΔIVB为电感电流iLVB1纹波大小；ITs_max为负载平衡时副边电流最大值。

模式4，即t3～t4段：t3时刻Q1、Q4关闭，Q2、Q3导通，Q1电流转移到Q3中。因此开关Q3的最大电流应力与Q1相等，可以表示为：

(8)

从图3可以看出，原边开关S1—S4的电流与传统DAB波形一致。但是副边开关Q1—Q4的电流应力增大。副边右桥臂Q2、Q4的工作过程与Q1、Q3相似。当负载io1

图4为负载io1>io2时的电压电流波形。工作过程和原理与图3类似，此处不再赘述。类似的此时Q1/Q2的负向电流应力增大，Q3/Q4的正向电流应力增大。由式(8)可以得到，Q1—Q4的电流应力增量ΔIadd与负载电流差值IVB和VB电感电流纹波ΔIVB有关。ΔIVB计算见式(9)。

(9)

式中：fsw为DAB开关频率；LVB为电压均衡电感。因稳态时占空比为0.5，电流iLVB1和iLVB2相位相差180°，总的电感电流iVB具有零纹波特性，因此VB电感的大小需要综合考虑。

1.3 与传统方案的比较

文中提出的PET拓扑可以接入LVDC侧真双极接线结构的直流配电系统。由于实现了开关复用，减少了系统的硬件成本。为了体现文中拓扑在成本上的优势，从子模块数量，IGBT、高频变压器、电容等主要一次元器件数量等方面将文中拓扑与传统方案进行对比，传统方案控制框图见图5，结果如表1所示。

图5 直流配电系统的传统方案Fig.5 Traditional solution for the bipolar DC distribution system

表1 文中拓扑与传统方案的元件数量对比Table 1 Comparison of the number of components in the proposed topology and traditional solution

传统方案中，PET1和PET2在MVDC侧并联，在LVDC侧串联。由于子模块数量主要由MVDC侧电压和子模块高压侧IGBT耐压决定，因此传统方案的子模块数量是文中拓扑的2倍。从表1可以看出，在同样电压等级的前提下，文中拓扑一次元器件数量更少，系统成本显著降低。

2 控制策略

2.1 低压端口控制策略

DAB控制器实现LVDC端口电压uLVDABo的稳压以及直流链的均压。首先建立DAB的小信号模型。以功率正向传输为例，稳态时单个DAB电路在1个开关周期内的传输功率PDAB可以表示为：

(10)

式中：nT为变压器匝比(Np∶Ns)；Lk为漏感感量；φi为移相角。由式(10)可以得到第i个DAB的输入电流iDABini，输出电流iDABoi为：

(11)

对电流、电压和移相角做小信号扰动线性化后可以得到：

(12)

式中：上标“～”代表对应物理量的小信号扰动；GCinΦ，GCVin分别为移相角φi，输出电压uDABo对输入电流iDABini的传递函数；GCoΦ，GCVo分别为移相角φi，输出电压uDABo对输出电流iDABoi的传递函数。由式(11)和(12)可得：

(13)

式中：Φi为移相角φi的平均值。假设单个DAB的输出电容等于Co，LVDC端口等效负载为Ro，则有：

(14)

其中，移相角φi作为控制变量，DAB输入电压uDABin作为扰动量。

DAB控制如图6所示。其中GDABPIv为电压环PI调节器；TDAB为控制周期；iDABini为扰动量；uDABor为输出电压参考值。根据图6可以得到补偿后DAB输出电压环的开环传递函数为：

图6 DAB控制框图Fig.6 Block diagram of the DAB control

(15)

2.2 均压控制策略

DAB控制器除了稳定输出电压以外，还实现直流链电压的均压。图6中直流链电压的平均值与第i个DAB输入电压做差，经过均压环PI调节后得到移相角调整值Δφi，与DAB输出电压PI调节器输出的共同移相角φ相减后得到第i个DAB的实际移相角φi(φi=φ-Δφi)。从图6可以得到补偿后均压环的开环传递函数为：

(16)

式中：GDABPIb为均压环PI调节器。

2.3 VB控制策略

VB控制器实现低压侧双极性输出电压的均衡。VB控制如图7所示。

图7 VB控制框图Fig.7 Block diagram of the VB controller

集中控制器中的电压外环通过正母线实际电压uVB1减去负母线实际电压uVB2，经过PI调节后得到电感电流参考值iVBr。各子模块电流内环实现各个子模块VB的电流均衡。电流参考值减去实际电流iLVBi，经过PI调节后得到第i个VB单元的占空比增量ΔdVB1，i和ΔdVB2，i，在此基础上加上稳态占空比0.5后得到变压器副边2个桥臂的占空比dVB1，i和dVB2，i。

由图6和图7可以看出，DAB控制器调节LVDC端口正、负端口电压之和；VB控制器调节正、负端口电压之差。两者都可以通过简单的PI调节器实现各自的控制目标，控制环之间相互解耦，可以根据各自的开环传递函数设计并选择合适的PI系数。

文中子模块调制策略见图8。S1和S4驱动信号相同，S2和S3驱动信号相同，S1/S4和S2/S3相位相差π/2。原边H桥的三角载波相位固定，调制波幅值固定为0.5，从而得到S1/S4和S2/S3驱动信号。副边2个三角载波分别与原边载波相移φi和φi+π/2(移相角φi由输出电压环和均压环调节)，对应的调制波幅值为dVB1和dVB2(由VB控制器调节)，得到Q1和Q2的驱动信号，Q3与Q1互补，Q4与Q2互补。

图8 VB调制策略Fig.8 Modulation strategy of the VB

3 仿真验证

采用PLECS仿真软件建立了基于开关复用型子模块的电力电子变压器仿真模型。仿真参数如表2所示。

表2 系统参数Table 2 Key parameters of the proposed system

图9为负载io1io2时子模块的仿真波形。

图9 子模块电压电流仿真波形(io1

图10 子模块电压电流仿真波形(io1>io2)Fig.10 Simulation waveforms of the sub-module (io1>io2)

由图10可见，此时VB支路iVB1电流小于零，iQ1，iQ3的电流应力大于变压器副边电流iTs。

正、负母线电压uVB1，uVB2大小相等，iLVB1和iLVB2相位相差180°，电流之和实现了零纹波。

图11为±375 V带不平衡负载时的仿真波形。在0.35 s前正极和负极各自带2 MW负载；在0.35 s时，正极负载变为1 MW，负极2 MW；在0.6 s时，正极负载恢复2 MW。从图11可以看出，基于文中提出的PET，低压侧直流母线具有真双极特性，正极和负极可带不平衡负载。

图11 负载阶跃时仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the load change condition

4 结论

针对低压直流配电网一般采用双极性供电的特点，文中提出了一种基于开关复用子模块的PET拓扑及其控制策略。文中提出的子模块复用DAB副边开关管Q1—Q4，同时实现了正负母线电压均衡，使得PET的LVDC端口具有真双极输出特性，正负电压端口可以独立带载。该PET具有多个电压端口，能够与中高压电网及低压电网相连，提供自身用电或组网运行，具有较高的理论应用价值和未来实用推广价值。通过对文中拓扑和控制策略进行分析和仿真实验验证，可以得到以下结论：

(1)基于开关复用的子模块适用于中压侧伪双极性，低压侧真双极性的应用场合；

(2)通过开关复用，节省了子模块功率器件的数量，可以有效降低系统成本；

(3)由于副边H桥IGBT的复用，增大了IGBT的电流应力，需要根据负载不平衡具体情况、均衡电感大小等因素综合考虑，选择合适的IGBT；

(4)VB控制单元与DAB控制相互解耦，可以独立设计。

本文得到国网江苏省电力有限公司科技项目“高性能电力电子变压器功率模块及其控制策略研究”资助，谨此致谢！