一种用于可持续能源的隔离型高增益DC-DC变换器

苏诗慧，雷勇，罗茜，苟正峰，李永凯

（1.四川大学电气工程学院，四川 成都 610065；2.中国铁塔股份有限公司泸州市分公司，四川 泸州 610041）

当今能源问题日益突出，近年来新型清洁能源在世界范围内得到了快速的发展。但在等离子显示板（PDP）、光伏太阳能系统（PV）和燃料电池等应用中需要具有高功率密度、高效率和低电磁干扰（EMI）的DC-DC转换器。为了满足此类能源发电的并网和多种应用场合的要求，可再生能源的输出电压必须提升到适当的水平。所以，高升压DC-DC变换器在可再生能源和不间断电源（UPS）系统中起着重要的作用。同时，在一些对安全性要求较高的场合，如电动汽车或基站光伏发电中，要求高频变压器能够实现输入输出电气隔离[1]。总体而言，在该类应用场合中，高效、高可靠性以及高功率密度的隔离型高增益升压变换器已经成为一个研究热点。

传统的Boost变换器为了实现高升压，存在极限占空比、二极管反向恢复损耗等问题[2]。同时，当开关管关断时，由于变压器漏感的存在，漏感电流没有回路释放，从而产生很大的电压尖峰，导致需要使用缓冲电路来吸收该存储能量[3]。为了优化传统Boost存在的上述问题，文献[4-5]使用开关电容型变换器来实现输出电压的高增益，但是该拓扑对器件的数量需求量大，导致变换器体积过大，从而降低其功率密度。文献[6-8]采用了级联Boost电路的方法，文献[9]在级联的基础上增加了有源钳位单元以提升电压增益，但众多的级联单元对于开关管的同步控制提出了更高的稳定性要求。文献[10-11]利用耦合电感提高升压比的同时进一步优化二极管的反向恢复损耗。文献[12-13]通过在变压器副边侧增加开关电容来提高升压增益，但是增多的器件降低了DC-DC的可靠性等等。

文章提出一种使用了倍压单元的新型隔离式高升压DC-DC变换器，该变换器一次侧二极管及电容对电压做一次提升，同时组成无源无损吸收电路回收漏感，将开关管电压钳位，从而降低了开关管的电压应力也解决了极限占空比问题。利用了变压器的副边绕组，与变压器二次侧形成谐振电路，实现二极管零电流关断。同时，隔离型的拓扑还避免了非隔离型变换器存在的输入、输出信号干扰。

1 设计原理分析

所提变换器的等效电路图如图1所示，其中，变压器包括励磁电感Lm、漏感Lk，变压器电压比为np：ns=1：n。Lin为输入电感，S为电源开关，C1为钳位电容，二极管D1和电容C2组成无缘无损吸收电路，CO为输出电容，电容C3，C4用于吸收Ns侧的能量以提升输出滤波电容CO的电压。

图1 变换器的等效拓扑Fig.1 The equivalent topology of the converter

1.1 模态分析

为了便于进行模态分析，假定：1）所有无源器件和开关器件都是理想的，不考虑寄生参数；2）电容C1，C2，C3，C4容量足够大，且C3=C4；3）励磁电感Lm足够大，励磁电流iLm是连续的。主要研究电路工作在CCM（连续导通模式）下的电路工作状态，工作波形图如图2所示，Vds为开关管两端电压。各种开关模态的等效电路如图3所示。

图2 变换器的主要工作波形Fig.2 The main working waveforms of the converter

图3 各种开关模态的等效电路Fig.3 Equivalent circuit for each switching mode

模式1[t0—t1]：在此时间间隔内，开关S打开。二极管D2，DO处于正向偏置状态，二极管D1，D3截止，如图3a所示。C1中存储的能量传送至变压器的初级绕组，同时对励磁电感Lm充电。输入电感Lin接收来自C2和Vin的能量，副边电容C3通过二极管D2充电，C4通过输出二极管DO放电到输出电容CO和负载RO。在此模式下，励磁电感Lm与输入电感Lin的电流持续线性增加，电感电流表示如下两式所示，直到驱动信号结束，该模式结束。

iLm(t)=iLm(t0)+VC1(t-t0)/Lm（1）

iLin(t)=(Vin+VC2)(t-t0)/Lin（2）

模式2[t1—t2]：在此阶段，开关S关断。二极管D1，D3处于正向偏置状态，二极管 D2，DO截止，如图3b所示。此时，输入电感Lin通过二极管D1对电容C1充电，励磁电感Lm和漏感Lk通过二极管D1释放能量，对电容C2充电。因此，存储在漏感Lk中的能量通过二极管D1再循环，通过漏感Lk的电流快速且线性地减小，因此漏电感引起的尖峰电压将消失而不需要使用缓冲电路。同时，副边电容C3与变压器副边绕组一起对电容C4放电，输出电容CO为负载RO供电，当D3截止时该模式结束。该模式结束时，通过二极管D3的电流iD3下降为0，二极管D3实现零电流关断。

在模式2阶段，励磁电感和输入电流线性减少，表达式如下：

此时，变压器副边绕组与电容C3，C4谐振，状态方程如下：

其中

式中：ωr为谐振角频率；Zr为谐振阻抗。

模式3[t2—t3]：t2时刻起，开关S继续关闭。二极管D1处于正向偏置状态，此时漏感能量已经释放完毕，二极管D3关断，二极管D2，D3，DO截止，如图3c所示，输出电感CO继续为负载RO供电。在t=t3时，电源开关S再次接通，模式1再次开始，进入下一个开关周期。

1.2 升压增益

稳态分析时，由于模式3的工作时间较短，重点分析工作模式1及模式2。其中，D为开关S的导通占空比，n为变压器变比，TS为开关周期，忽略漏感对变换器增益的影响。

开关S导通阶段，从模式1中可得，励磁电感Lm上的电压为

同时，电容C3和C4的电压可表示为

开关S关断阶段，从模式2中可得：

根据励磁电感Lm的伏秒平衡得：

其中

由此可得出该变换器的增益特性表达式为

进而得出变换器在理想状况下的电压增益为

由式（14）可以看出，变换器的电压增益M由占空比D及变压器的电压比n决定，便于根据实际应用场景调整n，D的值来改变换器的升压比。

1.3 器件电压应力

由工作模式2分析可得，开关S关断时，开关电压钳位在电容电压VC1及VC2上，因此开关S的电压应力为

二极管D1，D2和D3的电压应力分别表示如下：

2 仿真与对比

设定参数 D=0.378，fs=67 kHz，n=1.5，输入电压Vin=20 V。由理论计算可得VC1=50 V，VC2=30 V，VCo=200 V。由于漏感的存在，开环仿真值略小于理论值。

图4为满足前文条件的仿真结果。

图4 变换器的开环仿真结果Fig.4 Open loop simulation results of the converter

由图4变换器的开环仿真结果可以看出，漏电感的尖峰电压不会损害电源开关，不再需要缓冲电路。因此理论上，与传统转换器相比提高了变换器的效率。

3 实验结果及分析

3.1 参数设计

为了验证上述理论分析的准确性，搭建了一台160 W的实验样机。

实验所需电路参数如下：额定功率PO=160 W，开关频率fs=67 kHz，变压器匝数比n=1∶1.5，励磁电感Lm=200 μH，漏感Lk=2 μH，钳位电容C1=C2=10 μF/200 V，倍压电容 C3=C4=2.2 μF/400 V，输出滤波电容 CO=100 μF/400 V，二极管 D1，D2，D3，D4的型号为MBRT20300CT，开关管S的型号为IRFB4227。

给定变换器的输入电压Vin为20 V，输出电压VO为200 V，负载RO=250 Ω，工作频率为fs=67 kHz。

3.2 实验验证

图5为实验波形。

图5 实验波形Fig.5 Experimental waveforms

图5a给出了输入电压Vin为20 V时输出电压VO与开关管两端电压Vds的波形，可知该变换器具有高升压的特性。同时开关管的电压应力接近电容C1和C2的电压和，且无明显电压尖峰，实验证明了漏感电流被回收。图5b，图5c中给出变压器副边电流iNS及输入电流iLin的实验波形均与理论分析与仿真一致。

图6为上文所述变换器的效率随输出功率PO的变化曲线图。

图6 效率曲线Fig.6 Efficiency curve

由图6可以看出，在160 W时，该变换器最大效率可达到91.83%。

3.3 工作特性对比分析

表1为文章所提变换器与传统Boost变换器和其他被提出的改良隔离型变换器的电路特性对比。可以看出，所提拓扑电压增益最高，开关管和二极管电压应力低。

表1 电路特性对比Tab.1 Comparison of circuit characteristics

4 结论

文章介绍了一种隔离型无缓冲单开关DCDC变换器。所提出的变换器在实现电流隔离的同时实现了电压的高增益。

与传统的隔离型变换器相比，由于开关管的尖峰电压可以被电容与二极管组成的无源吸收电路钳位，因此该变换器的操作不再需要缓冲电路，节约了成本并提高了电路可靠性。通过仿真和实验证实，当开关关闭时，尖峰电压被切断（模式2）。同时在变压器副边使用倍压单元，进一步提升了变换器的升压比，同时，所提出的DC-DC变换器可提供多种高电压增益倍数。

基于以上优点，该变换器可以应用于高升压转换的应用场合，例如具有光伏或风力涡轮发电机的微型并网逆变器。