一种耦合电感型准开关Boost变换器

房绪鹏，王晓丽，林强，王松

（山东科技大学 电气与自动化工程学院，山东 青岛 266590）

近年来，日益突出的能源危机和日益加剧的环境污染，导致世界能源结构发生变化，光伏发电等新兴可再生能源发电引发人们广泛的关注[1-2]。这些新能源发电方式，具有低碳、环保、储量巨大等优点[3]，因此已成为近年来国内外研究的热点。然而，由于光伏等新能源的实际输出电压相比于并网逆变器的输入电压要低很多，因此，在光伏发电系统中为了实现电压的提升，需要在输入端和负载之间加入一个直流升压环节以满足光伏电池的输出电压等级要求[4-5]。

传统Boost变换器由于其控制简单、工作原理明晰，成为使用最广泛的升压变换器之一。然而想要获得较高的电压增益，要求电路工作在极限占空比的情况下才能实现，在这种状态下开关管的电压应力也会骤增，从而造成整个电路的器件损耗较大，降低了Boost变换器能量利用效率。为了解决这个矛盾，国内外许多研究人员提出了多种改进方法：1）引入开关电容技术[6-7]可以使电路拓扑的电压增益大幅度增加，缺点是在电容充放电的过程中电流尖峰会变大，从而增大了开关损耗；2）引入级联式变换器结构[8]，虽然能使变换器获得更高的电压增益，但却增加了元器件的数量，不易于控制且效率较低；3）引入耦合电感技术[9]在提高变换器电压增益的同时又避免了占空比处在较极端的情况，且成本低、可靠性高。但由于漏感的存在会使该电路的开关管两端出现较大的电压尖峰，而引入无源钳位技术，可以有效地解决耦合电感漏感带来的电压尖峰问题，从而可以提高变换器的效率。现有技术中，准Z源网络因其结构简单、升压因子高，在直流变换领域有着广泛的应用[10]，在准Z源网络基础上提出的准开关Boost网络可以在减小系统体积的同时实现相同的升压功能[11-12]。文献[13]将开关电感和开关电容技术应用到准开关Boost网络中，并提出了多开关单元的拓扑，但导致了系统的复杂性。

本文综合以上多种改进方法的优、缺点，将耦合电感和开关电容结构同时应用到准开关Boost网络中，提出了一种新型的有源阻抗变换器。该电路的电压增益可以通过调节耦合电感的匝数比n来改变，特别是小匝数比的变换器也可以获得较大的电压增益。该拓扑中电感直接连接到输入电压源，因而该变换器的输入电流是连续的。由于该拓扑中无源钳位电路结构的存在，输出端能够回收耦合电感漏感的能量并加以利用，因而使得开关管的电压尖峰可以被有效地抑制，从而变换器的效率有了显著的提高。

1 所提出变换器的拓扑结构与工作原理

1.1 所提出变换器的拓扑结构

图1为准开关升压变换器拓扑结构图。

图1 准开关升压变换器拓扑Fig.1 Topology of the quasi-switched Boost converter

本文提出的新型耦合电感型准开关Boost变换器拓扑如图2a所示，与图1中的准开关Boost变换器相比较，所提出的新型耦合电感型准开关Boost变换器在其基础上增加了一个由电容C2和二极管D3组合的开关电容结构，并将输入侧的电感用耦合电感替代。为便于分析，耦合电感可以看作是磁化电感、漏感，以及匝数比为N1：N2的理想变压器的组合，图2b为其等效电路。其中：N1为理想变压器原边匝数，N2为理想变压器的副边匝数，Lm为变压器的励磁电感，Lk为变压器的漏感。

图2 所提出变换器拓扑及其等效结构Fig.2 Topology and its equivalent structure of the proposed converter

为了便于对所提出的变换器进行电路分析，首先假设：

1）所有元器件均看作理想器件，忽略开关管和二极管寄生电容的影响，二极管导通和关断时间均为零且忽略导通压降。

2）电容器的电容量足够大且在一个开关周期内其两端的电压保持不变。

1.2 所提出变换器的工作原理

假设电路在CCM模式下工作，开关S1，S2采用同步状态即同时开通关断，在一个开关周期内该变换器有两种开关模态，其两种模态等效电路图分别如图3a、图3b所示。

图3 所提出变换器在不同工作模态下的等效电路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed converter in different operation modes

模态Ⅰ[t0—t1]：t0时刻，开关S1，S2导通。此时直流电压源Uin与电容C1串联，为漏感Lk和磁化电感Lm充电，此时两者电流iLk，iLm线性增加，电容C1的电压UC1减小。副边绕组N2通过二极管D3给电容C2充电，将开关管S1两端的电压进行钳位，UC2随之增加。二极管D2被UC1所截止，二极管D4阳极接Uin负极，承受反向电压截止，电容C0向负载R供电。当开关S1，S2关断时，此模态结束。

模态Ⅱ[t1—t2]：当t=t1时刻，开关S1，S2关断。直流电压源Uin与原边绕组N1串联连接，一方面给电容C1充电，此时电流iLm，iLk线性减小；另一方面直流电压源Uin与原边绕组N1、电容C2、副边绕组N2串联连接，提供给电容C0和负载高的输出电压。该模态在t2时刻结束，从而进入下一周期。

为简化分析，忽略耦合电感初、次级漏感的影响，在模态Ⅰ[t0—t1]中，绕组N1和N2的电压关系表达式为

在模态Ⅱ[t1—t2]中，绕组N1和N2的电压关系表达式如下：

2 所提出变换器的稳态分析

2.1 电压增益的计算

开关S1，S2在一个开关周期TS内导通的时间为DTS（D为导通占空比），则开关管S1，S2关断的时间为（1-D）TS。由电感伏秒平衡原理及式（1）、式（3）可知：

(Uin+UC1)DTS+(UC1-Uin)(1-D)TS=0（5）根据式（1）～式（4）电容C1，C2两端的电压可表示为

将式（7）代入式（4）中可得：

电压增益B为

其中

n=N2：N1

式中：U0为输出电压；n为耦合电感匝数比。

由式（9）可以看出，当占空比的调节范围为0～0.5时，所提出变换器的升压因子大于1，从而达到了升压的目的。

图4为所提出的变换器在匝数比n不同的情况下占空比与电压增益关系的曲线图。通过对比图4中各条曲线可以看出，在占空比相等的情况下，该变换器能够通过合理调节匝数比n来获得更高的电压增益。

图4 匝数比n不同的情况下占空比与电压增益的关系Fig.4 Relationship between duty cycle and voltage gain with different turns ration

2.2 电压应力的计算

根据图3模态电路原理图，可推导出开关管S1，S2及二极管D1～D4的电压应力分别为

3 所提出变换器的对比分析

为了更好地验证所提出的变换器的优点，将该变换器和其他几种相关变换器进行比较，如文献[14]中的Boost级联式升压变换器（boost cas⁃cade converter，BC-C）、文献[15]中的交错耦合电感变换器（staggered coupling induct converter，SCI-C）、文献[16]中的含有源开关电感和无源开关电容网络变换器（active switched-inductor and passive switched-capacitor converter，ASI/PSC-C），结果如表1所示。表1中概述了电路中一些重要参数，如元器件数量、开关管电压应力、以及电压增益。

表1 所提出变换器与其他变换器的对比Tab.1 Comparison of the proposed converter with other converters

3.1 元器件数量

由表1可知，与SCI-C相比，所提变换器中主要元件数目减少了，进而简化了控制策略，并且该变换器通过引入耦合电感使得升压效果更加明显。ASI/PSC-C是通过同时引入开关电感、电容结构，增加了该电路的电压增益，本文所提出的变换器虽然比它多了2个二极管器件，但却比ASI/PSC-C升压能力更高。

3.2 升压能力

所提变换器电路最大的优点就是其升压能力。电压增益比较如图5所示。

图5 电压增益比较Fig.5 Comparison of voltage gain

从图5中可以看出，当占空比D的范围在0～0.155时，所提出变换器电压增益仅略低于SCIC，而当D在0.155～0.5时，该电路的升压能力远大于相同占空比的其他三个电路，且在此范围内，所提出变换器的电压增益随着占空比的增大，其升压效果越好。因此，所提出的变换器仅需较短时间就能输出较高的电压增益，有利于提高全控型器件的转换效率。

3.3 开关管电压应力

开关管电压应力在开关器件选型时起着重要作用。图6为四种变换器的开关管电压应力对比曲线图，从图6中可知，所提出变换器的开关管电压应力在其他几种变换器中相对较低，因此，在器件选型时可以选用低导通电阻器件，从而提升了变换器的工作效率，进一步提高了系统的可靠性。

图6 开关管电压应力比较Fig.6 Comparison of switch voltage stress

4 仿真与实验验证

为验证上述理论分析的合理性，根据图2a利用Matlab/Simulink构建了仿真模型，在仿真电路基础上，搭建了实验电路。

电路中的主要参数如下：输入电压Uin=24 V；电容器C1=470 μF；电容器C2=470 μF；滤波电容C0=820 μF；励磁电感及漏感分别为100 μH，2 μH；功率电阻R=100 Ω；匝数比为1：1；导通占空比D=0.2；开关频率fs=50 kHz；二极管D1～D4的型号为SR5100；开关管的型号为H25R1202；核心控制器为DSPTMS28335。仿真结果如图7所示，利用MSO-X 3034A示波器记录的实验主要波形如图8所示。

图7 仿真波形图Fig.7 Simulation waveforms

由图8可知，电容器C1的电压UC1约为40 V，电容器C2的电压UC2约为100 V，输出电压U0约为150 V。考虑到实验所用器件自身损耗，在误差允许的范围内，实验结果数值与理论计算结果大致相同，验证了此变换器的可行性。

图8 实验波形图Fig.8 Experimental waveforms

5 结论

本文提出了一种电压增益较高、能应用于新能源发电的Boost变换器拓扑电路，详细介绍了该变换器的工作原理并对其稳态性能进行了分析，同时与其它相似变换器进行了对比。最后，在实验室搭建实验样机验证了所提出变换器理论分析的正确性。结果表明，该变换器具有输入电流稳定连续、升压性能优良等特点。此外，该电路在占空比允许的范围内能够通过合理改变匝数比来提高电压增益，因此，该变换器可广泛应用于新能源发电领域。