一种高效率LLC⁃Buck 级联谐振变换器

李长云，杨 艳，徐 曦

（湖南工业大学 智能信息感知及处理技术湖南省重点实验室，湖南 株洲 412000）

线性电源（Linear Power Supply，LPS）直到20 世纪60 年代初期一直是电源工业的主要产品，但随着电子技术的进步，近年来开关电源（Switching Power Supply，SPS）在通信、轨道交通、智能电网、电子检测等领域广泛应用。相对于线性电源来说，开关电源在电流回路中的功率器件损耗小且具有输出精度高、频率高、转换效率高、功率因数高等特点[1⁃3]，且相对于线性开关具有体积小，重量轻等优点[4⁃5]，通常来说开关电源的体积仅为线性电源体积的，相对应的重量是线性电源的1/4 左右。DC⁃DC 变换器由于开关器件在开通前承受电压或断开前仍有电流流过电流，导致开关频率越高，损耗越大，即开关损耗越大。由于电路中存在分布电感和寄生电容，在开关过程中电感和电容会发生振荡，造成额外的损耗，因此直流变换器的开关频率不能设置得太高[6⁃7]。文献[8]提出一种软开关电流连续模式（Current Continuous Mode，CCM）直流器。直流器中的输出二极管用开关管替代，并通过辅助电路使两个开关管实现零电压导通（Zero Voltage Switching，ZVS），二极管零电流关断（Zero Current Switching，ZCS），进一步提升变换器工作效率。

本文在软开关[9]直流变换器的基础上，提出了一种LLC 全桥谐振软开关直流变换器[10]。由于开关本身的结电容，开关接通时可视为零电压关断；当它被关闭时，利用谐振使通过开关的电流与励磁电流一致。由于电流对于工作电流相对较小，所以近似认为是零电流关断。同时，变换器二次侧的二极管电流也降为零，让二次侧的二极管实现了软开关。因直流变换器的一次侧和二次侧都实现了软开关，使这种开关方式大大降低了开关损耗和开关过程中引起的振荡，为变换器的小型化、模块化创造了条件。

此外，本文分析了LLC 全桥谐振软开关的工作原理和状态，以及实现ZVC 及ZCS 的条件，并设计制作了1台两路输出的实验样机，一路输出24 V，一路输出15 V，实验结果达到了预期效果。

1 全桥LLC 谐振变换器工作原理

1.1 变换电路

全桥LLC 谐振变换器拓扑结构电路如图1 所示。

图1 全桥LLC 谐振变换器

图1 中，将Uin定义为原边侧电压，U0定义为二次侧电压，C1为支撑电容，C2为输出滤波电容[11]。功率从Uin到U0为正向传输，从U0到Uin为反向传输。正向传输时，4 个开关管Q1～Q4采用互补调频的控制方式组成全桥逆变网络，其占空比接近50%，且开关管的死区时间固定；D1～D4是开关管的反并联二极管，起反向导通作用，Coss1～Coss4是开关管的结电容；谐振网络由谐振电容Cr，变压器漏感Lr和励磁电感Lm共同组成谐振电路；高频变压器T 的变比为N∶1；D5～D6组成整流电路；C2提供输出电压；R0为负载。

1.2 主要工作模态

若图1 中没有励磁电感Lm，此变换器将跟传统的串联谐振变换器（SRC）一样。传统串联谐振SRC 谐振电路中负载R阻抗远小于励磁电感Lm，故此时电流流向负载R。当开关频率fs等于谐振频率fr1时，理想状态下谐振网络的阻抗为零，无功功率循环最小，效率最高；当开关频率fs远离谐振频率fr1时，谐振网络的阻抗将增大。SRC 谐振电路的串联谐振频率fr1如下：

考虑到变压器的励磁电感，整个LLC 谐振网络有两个谐振频率，一个是电感Lr和电容Cr组成的串联谐振频率，另一个是谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm组成的串联并联谐振频率。串联并联谐振频率fr2如下：

变换器各器件的主要波形如图2所示。由图2可知，每个开关周期可以分为8 个时段，每个时段代表着一个工作模态。本文主要分析前4个工作模态，如图3所示。

图2 变换器主要工作波形

图3 工作模态

模态1（t0～t1）：t0时刻开关管Q1，Q4导通，由于在t0时刻之前开关管Q1，Q4的反向并联二极管已经导通，所以Q1，Q4为ZVS 导通。谐振网络电流ir依次流向励磁电感以及变压器一次侧。变压器一次侧电压为上正下负。变压器传递能量，二次侧电压也为上正下负，LLC 二次侧整流二极管D5导通，输出电压V0将励磁电感Lm电压钳位为nV0。励磁电流im线性上升，此阶段谐振电感Lm不参与谐振。谐振网络由Lr和Cr构成，谐振频率为fr1。此阶段谐振电流ir、励磁电流和二次侧二极管的电流id的表达式如下：

模态2（t1～t2）：t1时刻二次侧整流二极管D5关断，励磁电流im与谐振电流ir相等，变压器一次侧谐振电流为零，中断能量传输，输出电压取消对励磁电感Lm钳位。此时二极管处于ZCS 状态。谐振网络由Lr，Lm和Cr构成，谐振频率为fr2。励磁电感Lm参与谐振，由于励磁电感远大于变压器漏感，导致谐振周期变长，可近似看做ir不变。此阶段：

模态3（t2～t3）：t2时刻Q1，Q4关断，谐振电流给Q2，Q3的寄生电容放电，给Q1，Q2的寄生电容充电，t3时刻Q1，Q4两端电压拉升到Vin，Q2，Q3两端电压释放到零，为下一步Q2，Q3为ZVS 状态开通做好准备。

模态4（t3～t4）：t3时刻二极管D6导通，此阶段二极管D6上的电流为谐振电流与励磁电流的差值，且输出电压V0将励磁电感Lm电压钳位在-nU0，励磁电流线性下降。此阶段谐振频率为fr1。

2 工作特性分析

根据LLC 谐振变换器等效电路采用基波分析法可知输入电压与输出电压的关系：

式中：Ein为输入方波基波电压有效值；E0为输出方波基波电压有效值。

等效负载电阻与实际电阻之间的关系式：

输入阻抗：

等效电路的传递函数：

谐振电路的品质因数Q=，其中，阻抗Z0=电感归一化量，LLC 谐振变换器的输出增益为：

式中，fn=，f为工作频率。LLC 谐振变换器增益曲线如图4 所示。

如图4所示，区域1和区域2为ZVS工作区域，区域3为ZCS 工作区域。无论Q的取值如何，Gain 曲线都会经过点（fn，Gain）=（1，1），此时的开关频率f与谐振频率fr1相等，谐振网络的阻抗为0，谐振电感Lr和谐振电容Cr无压降，输入电压无损耗传递至输出负载，此时的电压增益最大[12]，电路为最理想的工作状态。

图4 LLC 谐振变换器增益曲线

3 设计与验证

图5 为LLC⁃Buck 级联变换器的控制框图，最终变换器有24 V，15 V两路输出。计算主电路[13]的具体参数：K=3，计算品质因数Q，最小开关频率fmin，最大开关频率fmax，谐振电感Lr，励磁电感Lm，谐振电容Cr。

图5 LLC⁃BUCK 变换器的控制框图

图6 为样机一次侧MOS 管Q1的驱动信号和两端电压的实验波形，由图6 可知MOS 管实现了ZVS 开通。通过前级电路采用LLC 谐振变换器，输入额定电压24 V时在硬开机的瞬间，输入电压稳步上升，有效抑制了电压过冲现象。最大电压为25.2 V，超调率为5%，满足设计预期要求。此时测量的纹波电压为108.8 mV 且小于输出电压的1%，满足电磁兼容性的要求，使基于LM20343 的DC/DC 变换器[14]实现了较好的稳定性、稳态性能以及动态响应性能[15]。

图6 Q1的电压波形图

4 结语

通过样机的实验结果可知LLC⁃Buck 级联变换器实现了开关管的ZVS 开通，转换效率最高可达94.2%。通过对后级BUCK 电路的输入电压检测，发现电路启动时输入电压尖峰得到了明显改善。实验结果表明，所设计的DC⁃DC 变换器输出纹波噪声小，功耗低，转化效率高，满足电磁兼容要求，具有一定的工程应用价值。